不对称半桥变换器

1、不对称半桥变换器,asymmetric half bridge converter ahb,引言,目前高频化已成为电力电子电路的主要特点，它可以使变换器具有更高的功率密度、高可靠、低噪声和快速响应能力，但由于电力电子开关器件的开关损耗与开关频率成正比，频率越高，器件和电路的损耗越大，变换器的效率也就越低。采用零电压开关和零电流开关技术可以极大地减少变换器的开关损耗,本讲座将介绍最近研制的600w的不对称半桥（ahb）直流变换器，采用zvs软开关技术减少器件的开关损耗,不对称半桥abh的电路结构,不对称半桥电路的构成,开关管s1的占空比为d,s的占空比为 （1-d,直流母 线电压,ls为一次侧串

2、联电感,电流检测电阻,隔直电容,变压器 t，原边匝数为n1，副边匝数分别为n2和n3,lo和co足够大,整流二极管d1和d2,体内二极管,等效电容,不对称半桥ahb电路的工作原理,变压器激磁电感m足够大； 、滤波电感0和电容c0足够大，工作于电流连续模式； 、隔离电容1足够大，其上的电压在一个周期内保持不变; 、开关管寄生电容为常量，不随电压变化; 5、所有开关管和二极管都是理想的,为了简化分析，作如下假设,不对称半桥的原理时序分析,以输出滤波电感电流ilo连续为例,驱动波形说明,为了防止s1、s2出现共同导通，设置死区时间td1、td2,ugs1、ugs2分别是开关管s1、s2的驱动控制信号

3、,说明：为了分析方便死区时间设置偏长,不对称半桥的工作模态分析：t0时刻前,s1导通，p点电压up=ui，变压器t一次绕组电流i p经开关管s1、电容c1、一次绕组n1、电感ls、检测电阻rs流通.d1导通，d2截止,不对称半桥的工作模态分析:t0t1,滤波电感电流ilo经电感lo、电容co、d1、n2流通，d1的电流id1=ilo； t0时刻，s1关断，ip转移流经电容cs1和cs2，cs1开始充电、电压线性上升，cs2开始放电、电压线性下降，n1和ls上电压下降，umn下降，ilo仍然经二极管d1流通。 稳态时，ls和rs上的电压很小,不对称半桥的工作模态分析:t0t1,uc1：电容c1上

4、电压,二次侧二极管整流电压umn,根据变压器伏秒平衡,不对称半桥的工作模态分析：t1时刻,p=ucs2=uc1， un1=0，uls=0，umn=0，ip正向最大值,不对称半桥的工作模态分析:t1t2,t1时刻后，cs1继续充电，cs2继续放电，变压器一次绕组n1和ls开始承受反向电压，电流ip开始减小。 为了保持ilo不变，id1减小，id2上升，二极管d1、d2同时导通， mn=0，变压器二次等效短路，一次绕组n1电压为零，反向电压由ls单独承受,不对称半桥的工作模态分析t2时刻,t2时刻，cs1上升到p，ucs2 下降到零，i p经ds2流通。二极 管d1、d2维持同时导通，id1减 小

5、，id2上升，ls承受最大反向 电压-uc1，ip继续减小，下降斜 率达到最大，至t3时i p 为零,不对称半桥的工作模态分析t2t3,开关管s2的驱动控制信号vgs2由零变为高电平，由于s2的漏源电压为零，s2实现zvs零电压开通。s2开通后，ip经s2、ds2流通。显然，zvs时间段（ t2t3 ）长短主要有ilo折射到一次的值、ls及变压器平均激磁电流im大小决定,不对称半桥的工作模态分析t3t4,t3时刻后，ls仍承受电压-vc1，ip继续下降，使ip反向增加，ip经绕组n1、电容c1、开关管s2、电感ls流通。 至t4时，id1下降至零，id2上升为ilo，二极管d1关断、d2继续导

6、通，变压器短路状态结束,不对称半桥的工作模态分析t4t5,t4时刻后，变压器短路状态结束，绕组n1和ls共同承受电压-uc1。 由于变压器激磁电感lm远大于ls，ls上的电压可忽略。ilo经电感lo、电容co、二极管d2、二次绕组n3流通， id2=ilo,不对称半桥的工作模态分析t4t5,此时二次侧二极管整流电压为,不对称半桥的工作模态分析t5t6,t5时刻，s2关断，ip转移流经电容cs1和cs2，cs2开始充电，cs1开始放电，电压线性下降，绕组n1和ls上反向电压绝对值下降，umn下降，ilo仍经d2流通,不对称半桥的工作模态分析t5t6,t6时刻，该阶段结束，此时up（ucs2）=u

7、c1，n1和ls上反向电压下降到零， umn =0，ip为反向最大值,不对称半桥的工作模态分析t6t7,t6时刻后，cs2继续充电使电压上升，cs1继续放电使电压下降，绕组n1 和ls开始承受正向电压，i p开始正向上升（绝对值减小），为保持ilo不变，id2减小，id1上升，二极管d1、d2同时导通，u mn=0,不对称半桥的工作模态分析t6t7,变压器二次侧等效短路，一次绕组n1电压为零，正向电压由ls单独承受,不对称半桥的工作模态分析t7t8,t7时刻，ucs2（up）上升到ui， ucs1下降到零，ip经二极管ds1 流通。二极管d1、d2同时导通， id1上升，id2减小，ls承受最

8、大 正向电压（ui-uc1），ip继续正 向上升（绝对值减小），上升 斜率达到最大,不对称半桥的工作模态分析t7t8,t8时刻，ip为零。在 t7t8阶段，开关管s1的 控制信号vgs1由零变为 高电平，由于s1漏源电 压为零，s1实现zvs零 电压开通。s1开通后， ip经s1流通,不对称半桥的工作模态分析t8t9,t8时刻后，ls继续承受电压（ui-uc1），ip继续正向上升，使ip正向增加，ip经开关s1、电容c1、绕组n1、电感ls、检测电阻rs流通； 至t9时，id2减小到零，id1上升到ilo，二极管d2关断，d1继续导通，变压器结束短路状态,不对称半桥的工作模态分析t9t0 +t

9、,t9时刻后，变压器结束短路状态，n1和ls共同承受正向电压（ui-uc1），由于变压器激磁电感lm远大于ls，ls上的电压可忽略。 ilo 经电感lo。电容co（包括负载）、 二极管d1、二次绕组n2流通， id1=i lo,不对称半桥的工作模态分析t9t0 +t,此时二次侧二极管整流电压为,t0+t）时刻，s1关断，电路重新重复前述t0时刻后的过程,小结：不对称半桥的基本关系,稳态时,当s1导通时，初级电压的正幅值,当s2导通时，初级电压的负幅值,不对称半桥的基本关系,理想的变压器次级电压与初级电压波形相似，只相差一个变比 （取n2=n3,如果输出滤波电感lo足够大（ccm模式），输出直流

10、分量为,考虑到 ，上式表示为,不对称半桥的基本关系,1.可见，输入电压一定是，输出电压与占空比d成二次方关系。因为平方项前是负号，抛物线的碗口朝下，最大值在d=0.5。 2.因此，占空比最大调节范围为00.5。如果设定d在00.5范围调节，当d超出0.5时，闭环调节由负反馈变为正反馈,考虑到 ，上式表示为,输出电压与占空比的关系,不对称半桥的基本关系,反射到初级电流为直流分量,由于n2=n3，电感电流连续，次级线圈中平均电流为 ，而,流过s1的电流为,流过s2的电流为,次级线圈n2和n3电流有效值,电路设计步骤,因为一般使用mosfet作为功率开关，电路工作频率一般选择在100khz以上。电路

11、设计步骤如下,设计参数,输出电压,输出功率 或输出电流,最大占空比,取决于电路的频率和输出电流。 应当小于控制芯片的极限占空比dlim,输入电压与变化范围,电路设计,由选取的dmax，确定变压器变比,注意：如果输出电压或输入电压较低，则上式中整流器或功率管的压降，以及输入和输出电路中的所有压降均需考虑,电路设计,决定变压器线圈参数,已经决定了最低电压uimin下的最大占空比dmax。初级电压u1=ui（1-d）。根据工作频率f，选择磁芯材料。按允许单位体积损耗（例如自冷为100mw/cm3）选择磁感应b来计算线圈匝数。一般先计算最低电压对应的线圈匝数,电路设计,输出滤波参数,滤波电感：假定纹波

12、电流i为输出电流的20%。当s1导通时,即,不对称半桥滤波电感比正激输出滤波电感小（1-2d）倍,讨论,由于输出与输入是二次方关系，调节特性对称于0.5。最大占空比不宜接近0.5.但不能太小，否则匝比小，初级峰值电流加大。d如果接近0.5，加载时，无法通过增大占空比调节输出电压。为获得较好的动态特性，一般选择d=0.35较好,讨论,稳态时电容c1上电压为dvi。在负载突变时，例如由空载突加到满载，电容电压不能突变，反馈将占空比拉到最大，磁化最长，去磁不足而引起变压器饱和。这是应当在变压器设计和电路保护上予以注意的。 开通软开关是由变压器漏感来实现的。漏感能量与负载电流及漏感大小有关。如果漏感小，轻载时很难实现零电压开通。如果漏感太大，占空比丢失太大。一般保证在1/3满载功率以上实现zvs,讨论,输出滤波电感由右式决定,可以看到d越接近0.5，需要连续的电感量越小。因此不对称半桥工作适合在输入是pfc预调节后，输入范围较窄的变换器中,讨论,由于不对称半桥变换器存在直流偏磁，功率变压器磁芯带有气隙，或采