[硕士论文精品]多载波(ofdm)数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究

电子科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究中文摘要数字地面电视发射机有两大技术难点一是与制式有关的信道编码调制技术；二是与制式无关的高线性大功率放大器预失真技术。由于这两个问题的相对独立性，因此在数字地面电视标准确定之前，研究“自适应预失真”技术则很有必要。目前，放大器的非线性特性补偿，即其线性化技术已成为国内外研究的热点之一，7本论文详细分析了COFDM系统放大器线性化的基本工作原理及影响放大器稳定工作的各种因素，系统地介绍了目前国内外放大器所使用的主要线性化技术。本论文在此基础上，系统、深入地研究了数字基带信号的预失真技术。作者认为，寸以下问题制约预失真技术在COFDM系统中放大器的实际应用1、预失真技术最早是以模拟方式实现的，主要用于微波通信等传输系统中，其电路结构复杂，不方便调节；射频端进行预失真比较容易实现，但它不能自适应调节。F随着数字信号处理DSP技术的发展，最近十多年来，人们都用数字方式来实现预失真技术，鉴于基带信号容易处理且能随温度变化、电源电压波动、发射管老化等环境变化做到自适应调节，因此，目前的预失真器基本上都是采用数字方式。7，本文对当前这一领域的工作进行了详尽、系统的论述。我们发现，虽然当前这一领域的研究成果很多，但多限于理论上的探讨，所获得的高补偿量是以极高的算法复杂度为代价，实用性差。因此，研究和设计简单、实用的自适应预失真算法是功率放大器需要解决的首要问题。产，2实时的自适应预失真器系统结构的设计和实现在很大程度上增加了系统的复杂度。在单载波系统中设计的预失真器及其自适应算法，有些难以适应多载波系统应用的需要；由于CDMA、OFDM信号等由数百个、数千个载波信号组成，它们的信号具有非恒定的包络，放大器产生互调失真。因此，需要设计一种新的预失真器及其自适应算法，在保持整个系统误码率满足要求的前提上，放大器回退应尽可能小，放大器的工作效率尽可能高，同时自适应预失真器的收敛速度要快。保证发射机系统性能指标，提高系统工作的可靠性，是自适应预失真系统应用需要解决的另一重要问题。上在分析自适应预失真系统面临的主要问题基础上，本论文对预失真器的自适应算法和实时预失真器的构造和实现进行了深入地研究，做出的主要贡献鲣一F，1提出了一种基于估计器的数字自适应补偿方法。触方法悬通过对大功率敖大器豹黎线瞧特性逡学分段镱计，然螽对箕逐段取递交接采调节大葫率放大器的预失真器的非线性参数，以达到预失真补偿的目的。计算机仿真结栗表鞠该方法其鸯牧簸速度抉、需要动态存健器RAM少、毒偿效果好等特点。在谡码率为10。的情况下，放大器的输入阐退约减小了6DB。0，2撬篷了一耱基予大功率敖大器菲线毪瓠会豹数字鑫逶瘦该失真设诗方法。该方法利用有理双线性函数的非线性及其逆变换描于求解的特性，设诗了大凌率放丈嚣静估计器。毒矮双线瞧遗数熬L线性攥鏊了大凌率放大器的非线性特性，而有理双线性函数易于求逆的特性使得算法变得简洁。对所设诗夔颈失奏系统进行了诗篓极谚真，缝栗表明该方法瘸子委交颓分复蠲OFDM系统中嶷有收敛速度快、系统性能稳定、补偿效果好等特点。在误玛攀是I0“豹揍溅下，放丈爨豹竣入回避约减，L、T65DB。又3提出了一种基于大功率放大器特性曲线拟合的自适应预失真技术。睐月次凿线、充分裂翅丈凌率放大器麴嚣线性特燃豹嚣歌售惑来浚毒毽诗器从而加快了非线性曲线拟台的收敛速度。计算机仿真结聚表明该方法黩有收敛速度抉、器要动态存储爨R勰少、於偿效果好等特点。在误码摩为10“的情况下，放大器的输入回邋约减小了67DB。木4完成了射频反馈穰憝和基于DSP的塞适应颈失真系统鲍嫒孛设诗、实现和调试，简要分析了硬件设计的思路及有关性能指标，并在数字电视发射搬上对自逡应颈失真系绕进行了试验。澍寿关绩果进行T有效的分辑，实验缩果表明；该系统设计合理、实现简单、补偿效果好。本论文提出了耨豹囊逡应预失真爨的梅造和算法及其硬牛设计实践，为放犬器的线性化技术进一步的研究和应用提供了新的技术和思路木关键试委交频分复怒、大功率教大嚣、非线性失真、羲失粪、误强攀、总功率下降分贝巍队自适应算法、线性俄八KLL电子科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究ABSTRACTTHEREARETWOTECHNIQUEPROBLEMSFORTERRESTRIALDIGITALTVTRANSMITTERONEISTHECHANNELCODINGMODULATIONTECHNIQUEWHCHISDEPENDENTOFTVSYSTEM；THEOTHERISTHEHPAADAPTIVEPREDISTORTIONTECHNIQUEINDEPENDENTINGOFTVSYSTEMBECAUSEOFTHEINDEPENDENCEOFTHETWOPROBLEMS，BEFOREDETERMININGTHETERRESTRIALDIGITALTVCRITERION，WEMUSTSTUDYTHEADAPTIVEPREDISTORTIONTECHNOLOGYATPRESENTTHEAMPLIFIERSNONLINEARCOMPENSATIONTHATIS1INEARISATIONTECHNIQUEHASBECOMEAVERYHOTTOPICATHOMEANDABROADTHISPAPERANALYSISTHEBASICTHEORYOFTHEAMPLIFIERLINEARISATIONINCOFDMSYSTEMTHEFACTORSTHATINFLUENCETHEAMPLIFIERRELIABILITYINDETAILONTHEOTHERHAND，THISPAPERINTRODUCESSYSTEMATICALLYTHEMAINLINEARISATIONTECHNIQUESOFTHEAMPLIFIERATHOMEANDABROADBASEDONTHOSERESEARCHES，THISPAPERRESEARCHESDIGITALBASEBANDSIGNALPREDISTORTINGTECHNIQUETHEAUTHORTHINKS，THEMAINOBSTACLESOFTHEDEVELOPMENTOFPREDISTORTIONTECHNIQUEINCOFDMSYSTEMARE1PREDISTORTINGTECHNIQUEWASIMPLEMENTEDWITHANALOGUEMODEEARLY，WHICHUSEDFORTHEMICRAWAVECOMMUNICATIONTRANSMISSIONSYSTEM，WHICHCIRCUITISCOMPLEXITYANDADJUSTINCONVENIENTLYPREDISTORTEROPERATINGATARADIOFREQUENCYISEASYIMPLEMENED，BUTCANTAAJUSTADAPTIVELYINTHERECENTLYDECADES，WITHTHEDEVELOPMENTOFTHEDSPTECHNOLOGY，PREDISTORTINGTECHNIQUEISREALIZEDWITHDIGITALMODE，DUETOBASEBANDSIGNALISEASILYDISPOSEANDTEMPERATUREANDAGING，VARIATIONSOFOPERATINGPOINTETCTHEPAPERGIVESAPARTICULARDESCRIPTIONOFTHEREALMUNTILNOWTHEREARELOTSOFWORKSTHATHAVEBEENDONEINTHEREALMOFPREDISTORTINGTECHNIQUE。INWHICHMOSTOFTHEMARELIMITTEDTOTHEORETICALRESEARCHANDTHEHIGHERCOMPENSATIONISATTHECOSTOFHIGHERCOMPLEX，WHICHISNTPRACTICALINREALWORLDSO，THERESEARCHANDDESIGNOFSIMPLEANDPRACTICALADAPTIVEPREDISTORTINGALGORITHMISONEOFTHEMOSTIMPORTANTTOPICSOFPOWERAMPLIFIERSOLVING2THECONSTRUCTIONANDIMPLEMENTATIONOFREALTIMEADAPTIVEPREDISTORTORINCREASETHECOMPLEXITYOFTHESYSTEMINMOSTDEGREESTHEPREDISTORTORANDADAPTIVEALGORITHMINTHESINGLECARRIERSOFTWARECANTSATISFYTHEREQUIREMENTWITHMULTICARRIERSYSTEMAPPLICATIONBECAUSECDMA，OFDMSIGNALISMADEUPOFTHEHUNDREDSANDTHOUSANDSSIGNALS，THESIGNALHASNONCONSTANTENVELOPE，THEAMPLIFIERRESULTSININTERMODULATIONDISTORTIONPRODUCTSSO，ITNEEDTODESIGNANEWPREDISTORTORANDADAPTIVEALGORITHMTOMAKETHELOWERAMPLIFIERBAEKOFF，HIGHPOWEREFFICIENCY,ANDATTHESAMETIME，ADAPTIVEPREDISTORTOR，WHILEKEEPINGSYSTEMSATISFYWITHTHEREQUREMENTS，THEREALIZATIONINLLLABSTRACTAPPLICATIONLEVELWILLMAKETHEBURDENONTHEAPPLICATIONDESIGNERSHEAVILY，ANDMAKETHECONTROLOFTHEQUALITYOFSOFTWAREHARDERSO，HOWTOKEEPTHESYSTEMLEVELTOBESIMPLE，COMMON，ANDHIGHEFFICIENCY，ANDATTHESAMETIME，CONVERGENCEREDUCETHEBURDENOFAPPLICATIONDESIGNERISANOTHERIMPORTANTRESEARCHREALMOFADAPTIVEPREDISTORTINGSYSTEMBASEDONTHEANALYSISOFTHEMAINOBSTACLEOFADAPTIVEPREDISTORTINGSYSTEM，THISPAPERFOCUSONTHEVIEWSOFTHEADAPTIVEALGORITHMANDARCHITECTUREOFREALTIMEPREDISTORTORANDTHEMAINCONTRIBUTIONSARESHOWNBELOW1PRESENTINGADIGITALADAPTIVECOMPENSATIONMETHODBASEDONESTIMATORPREDISTORTIONACHIEVEDBYTHEMETHODISBYESTIMATINGHPANONLINEARCHARACTERISTICBYPIECEWISELINEARFUNOTIONANDADJUSTINGHPAESTIMATORPARAMETERSVIAPERFORMINGINVERSETRANSFORMSECTIONBYSECTIONTHECOMPUTERSIMULATIONSHOWSTHATTHEMETHODALGORITHMCONVERGESFASTANDRAMREQUIRESLESSANDCOMPENSATESEFFECTWELLTHEHPAINPUTBACKOFFDECREASE6DBATABEROF1旷42PRESENTINGANNOVELDIGITALADAPTIVEPREDISTORTINGDESIGNMETHODBASEDONHPANONLINEARFITTINGTHEMETHODDESIGNHPAESTIMATORBASEDONTHECHARACTERISTICANDITISEASYTOOBTAINTHEINVERSEOFTHEREASONALBILINEARFUNCTIONTHEREASONALBILINEARFUNCTIONNONLINEARPRESERVEHPANONLINEARCHARACTERISTIC，WHILETHECHARACTERISTICOFEASILYOBTAININGTHEINVERSEOFTHEREASONALBILINEARFU【NCTIONMAKESTHEALGORITHMSUCCINCTTHEDESIGNINGPREDISTORTINGSYSTEMHASOPERATEDTHROUGHCOMPUTERSIMULATION，THERESULTSHOWSTHATTHEMETHODALGORITHMCONVERGESFASTANDROBUSTANDWELLEFFECTIVECOMPENSATIONINTHEORTHOGONALFREQUENCYDIVISIONMULTIPLEXINGOFDMSYSTEMTHEHPAINPUTBACKOFFDECREASES65DBATABEROFL03PRESENTINGANNOVELDIGITALADAPTIVEPREDISTORTINGTECHNIQUEBASEDONHPACHARACTERISTICCURVEAREAUSINGCONICCURVEANDAREAINFORMATIONOFHRCHARACTERISTICCURVEDESIGNESTIMATOR,EXPEDITECONVERGEVELOCITYOFNONLINEARFITTINGTHECOMPUTERSIMULATIONSHOWSTHATTHEMETHODALGORITHMCONVERGESFASTANDRAMREQUIRESLESSANDCOMPENSATESEFFECTWELLTHEHPAINPUTBACKOFFDECREASES67DBATABEROFL0一4COMPLETINGRADIOFREQUENCYBACKWARDCIRCUITANDHARDWAREDESIGNBASEDONDSPADAPTIVEPREDISTORTINGSYSTEM，IMPLEMENTATIONANDDEBUGGINGADAPTIVEPREDISTORTINGSYSTEMWASTESTEDINDIGITALTVTRANSMITTERTHETESTRESULTSHOWSTHATTHESYSTEMISLOGICAL，EASILYREALIZATIONANDCOMPENSATIONEFFECTWELLTHISPAPERANALYSISTHEIDEAOFTHEHARDWAREDESIGN，SIMULATIONCASE，RELATIONALPERFORMANCEANDTHERESULTSTHISPAPERPRESENTSNOVELADAPTIVEPREDISTORTINGALGORITHMS，IV电子科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究ARCHITECTUREOFREALTIMEPREDISTORTORANDREALIZATIONMETHOD，WHICHWILLHELPTHEDEVELOPMENTANDAPPLICATIONOFAMPLIFIERLINEARISATIONKEYWORDOFDM，HPA，NONLINEARDISTORTION，PREDISTORTION，BER，TOTALDEGRADATION，ADAPTIVEALGORITHM，LINEARISATIONV独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。签名塑筮老日期。Z年7,91。EL关于论文使用授权的说明本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。保密的学位论文在解密后应遵守此规定签名拖畦导师签名邂日期0屯年9月D日电子科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究11概述第一章绪论由于OFDM能有效抑制多径信道引起的深度衰落、抵抗脉冲噪声和具有较高的频谱效率I卜9的特点，因此OFDM方法被认为是无线ATM、无线LANSIEEE80211标准10和数字音频广播1115、地面数字电视16卜18的高速数据传输中很有发展前途的技术。但是OFDM的传输符号是多载波的QAM信号经过IFFT处理后得到的结果，由于这种处理是线性相加的关系，当IFFT的输入中存在相位一致的某些点时必然有较高的峰平比，对发射机线性度提出了非常高的要求。自适应预失真的目的是补偿由非线性大功率放大器所引起的失真。此外，预失真技术在国防建设中的短波通信、军用民用的微波通信等领域也有着广泛的应用。人们对“自适应预失真”的研究尤来已久，并已开发出多种专利。但他们几乎都是建立在单载频系统、行波管TWT数学模型基础上的。行波管是一种线性度很差的射频大功率放大管，它用于卫星上行站转发器和微波系统中；而在数字广播电视发射机中所使用的功放管是线性度相对较好的场效应管我们知道线性度不同的功放管所需要的校正量不同；通讯系统中，不同的调制方式使用的补偿算法也不同。美国的一些专利产品主要是针对美国的国家电视标准8VSB。数字电视广播发射机的技术难点除了信道编码调制技术外，就是研制开发适合数字电视发射机中大功率放大器的预校正系统，达到改善大功率放大器的线性度、提高放大器的工作效率的目的。在全固态数字电视发射机中，由于采用了超大功率合成技术，因此发射机的输出功率大幅度增加，发射机的稳定性和可靠性大幅度提高。目前，国外数字电视发射机的非线性补偿采用了前馈校正技术、数字自适应校正技术和改进的折线式非实时预校正技术。国产数字电视发射机的研制重点同样是发射机的预校正技术。性能优良的非线性预校正电路将极大地改善大功率功放的发射机性能，提高发射机的工作效率。本文主要致力于OFDM系统中自适应预失真技术的研究工作，通过应用新的自适应预失真算法，采用数字信号处理技术，构建结构简单、调节灵活、功能强大的系统模型，以保证OFDM系统的“自适应预失真改进量”能达到设计要求。籀一章绪论12OFDM传输系统早在60年代，人们就已经提出了正交频分复用0FDM19卜21的概念。限于当时的技术水平，一直未能得到很好的使用。70年代以后，由于集成电路工艺水平的提高和数字信号处理技术的发展，人们使用离散傅立叶变换DFT来实现OFDM技术22卜28。在传统的数字通信系统中，由于数掘符号序列调制在单个载波上进行串行传输，每个符号的频谱可以占用信道的全部可用带宽，因此频谱资源的利用率低。OFDM是一种并行数据传输系统，它由频率上等间隔的N个子载波通常为几百甚至几千个组成，每个子载波分别调制一路独立的数据信息，然后再将N个子载波的信号相加同时发送，因此，每个符号的频谱只占用信道的全部可用带宽的一部分，由此可见频谱利用率就比较高。在OFDM系统中，为了获得最大的频谱效率，通过选择载波间隔，使这些子载波在整个符号周期内保持频谱的正交特性，各子载波上的信号在频谱上互相重叠各子载波在正交条件下保证了在采样时刻两两调制子载波之间不存在串扰。在接收端利用子载波之间的正交特性，可以无失真地恢复出发送端的信息，从而提高了系统的频谱利用率。图11给出了正交频分复用OFDM系统的原理图。假设一个周期内传送的N个符号序列为DO,DL，”，DN1，经过二维数字调制后，每一个符号DI警图11OFDM系统基本原理图的复信号为DTA。JB其中AI和BI是实序列，分别表示信号的同相分量和正交分量，串行符号序列的间隔为ATLFS，其中为符号传输速率。通过串并转换后，N个串行符号分别调制N个子载波FO，F1，FNI，最后将这N个子载波进行频分复用，相邻子载波之间的频率间隔为1T，符号周期从T增加到NT，得到传输信号DT。其复包络西F表示为NINI6F臼，6，COS国，HJSINCOD，EXPJCO，F1】IOI0L乜子科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究其中FIFOIF，FLT1NT、在狗号周期0，1“3内，传输的信号为D，RE9TEXPJ2矾F如果我们以传输速率FS为采样速率对复包络石F进行采样，在一个周期内，可得到N个采样值。令TMXT，采样序列9M可以用符号序列DODLJ“，DN1的离散付里叶逆变换表示，即6聊D，P姗”肼丁PJ，0M旧FXHXL2211因此，210可以简化为Y叩XXI2善X12X叩告XLXL2帮二章放太器的线性化原理由上式可以看出，调整预失真器的系数，7，使口一6就可以补偿由于功率放大器的三次互调引起的非线性失真。从图216可知，这种自适应预失真器采用模拟电路来实现线性化，对非线性失真的改善度有限。263基带预失真技术图2】7画出了基带预失真6272线性化系统的原理图。从图中可以看出，预失真器的位置在基带。虚线框内的信号变换过程全部都是在数字域中DSP一茎豢卜一I真器LF铟。I一恒弭南一一误差比较7I自适应算法L图217基带自适应预失真线性化系统原理图进行的，它可以由数字信号处理器DSP和自适应预失真的算法来实现。其基本工作原理是输入信号经过AD变换器后得到数字信号当基带信号是数字方法产生时，此AD可省去，对其进行预失真处理后得到预失真数字信号，再经过DA变换后变成模拟预失真信号，通过正交调制器调制到载频上进行功率放大，送往天线发射；其中的一小部分射频输出功率通过耦合器送给正交解调器，解调器输出模拟的基带信号经过AD变换后得到反馈信号，此信号与信源基带信号进行差分得到误差信号，通过自适应算法更新预失真表，达到自适应预失真的目的。基带预失真线性化技术不涉及复杂的射频信号处理，只对基带信号进行处理，而且很容易做到自适应，便于采用现代的数字信号处理技术来实现，因此，它是一种较好的线性化方法。27采用功率模块合成的放大器线性化电子科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究由于现有的线性化方法都比较复杂且调整也有一定的技术难度，因而近年来又发展了一种利用功率模块合成的放大器线性化方法。它的基本思路是采用多个高线性甲类低噪声功率放大管并联，利用混合电路将它们进行功率合成。图218是模块组合的线性功放示意图73。输入3DB耦合器的作用是功率分配，它将输入信号分成两个幅度相等、相位相差900的信号，分别送入两个放大器，再通过输出的3DB耦合器将放大器输出的功率进行合成。倒218模块组合的线性功放这种方法其实是利用了功率回退的原理因为小功率放大器可以做到线性较优，通过减小每个放大器的输入信号，使放大器工作在线性区，其缺点是放大器的功率效率低、成本高，优点是便于集成。28B结本章详细介绍了目前采用的放大器线性化的各种方法，并对它们的基本工作原理进行了简单的分析。从自适应的观点来看，前馈法和具有非线性元件的电路没有应用价值，因为温度变化导致放大器的非线性变化。从以上介绍的放大器线性化系统可以看出，这几种线性化方法都有自己的性能优势，相比之下，自适应预失真系统有自己独特的优势，它可以利用现代信号处理技术在基带进行处理，并且能跟随放大器特性的变化及时更新预失真器的参数，因此，它正成为目前研究的热点之一。近几十年来，随着硬件设计和制造技术的飞速发展，在硬件本身变得越来越可靠的同时，人们将自适应预失真技术的研究集中在算法上，自适应预失真的算法包括收敛速度、误码率、总功率下降等性能指标，这也是现代信号处理的发展方向和任务之一。本文将对这些问题做深入的研究。第三章基于VOLTERRA预失真算法研究第三章基于VOLTERRA级数的预失真算法研究本章基于VOLTERRA级数方法，对大功率放大器的非线性失真进行了分析，提出了一种新的VOLTERRA自适应预失真的设计方法及其算法。理论分析和仿真实验结果表明该算法具有收敛速度快，能有效地减小非线性失真的影响。在输入两音信号时，该算法使放大器的三次失真抑制了13DB左右。31概述VOLTERRA级数理论是分析非线性系统的一种有效的数学工具，文献67基于三阶VOLTERRA级数模型和神经网络，设计了一种改进的间接学习结构，采用随机梯度法来训练预失真器，对16一PSK信号，补偿值达到约10DB。文献74基于五阶VOLTERRA级数模型，当输入信号为256QAM时，采用最小均方误差准则训练预失真器，比以前的方法获得了2DB以上的增益。本文采用一种新的VOLTERRA级数自适应算法，设计了一种收敛速度快、性能良好的预失真器，与文献7563相比，在同样的情况下，非线性失真改善了约13DB，而且收敛速度快。32发射机的非线性校正原理射频发射机的方框图如图31所示，它由线性滤波器、射频调制器、大功率放大器等组成。输入信号趣巫巫卜恒亟曰叫巫囵萋筹失图31发射机组成方框图预失真校正技术就是使用与放大器特性相补偿的预失真电路串联在放大器之前来校正放大器的非线性，从而实现放大器的线性化。由于高频电路的温度漂移、电路实现复杂且制造成本高等因素，预失真器一般放在基带或中频电路中，即插在线性滤波器之前。图32表明了由无记忆的预失真器和具有非线性的大功率放大器串联后，可以等效为一个无失真的线性放大器，但它们频谱分布相同，频谱形状主要由线性滤波器确定，预失真器只校正大功率放大器的非线性。电子科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究一霎塞H豢善滤H耋调H衾髫卜L真器L陂器L朋器L隧大器L1善滤H磊霉调H冲陂器LI制器ILI图32相同频谱形状的放大器预失真方框图射频发射机末级功放的非线性失真是指在放大器的输出信号中产生了输入信号中所没有的新的频率失真信号，这些失真包括谐波失真与互调失真。谐波失真的频率是输入信号频率的倍数，可以用滤波器较容易滤掉。互调失真是由几个输入信号的和、差所产生的新的频率信号。因互调失真更容易在通带内产生，难以用滤波的方法加以消除，所以比谐波失真更难克服。通信系统中的放大器一般工作在弱非线性区，用二次及三次失真项便可以表示其系统的非线性失真。当使用的频带小于一个倍频程时，二次项产生的非线性失真分量将落在通频带之外，用带通滤波器就可以滤除它。因此，在下面的讨论中，我们将忽略二次非线性项的影响。这样，放大器的输入信号与输出信号之间的关系可表示为如下形式Y七】“K3U331预失真器的校正过程如图33所示。图中没有画出射频调制器，因为调制器与解调器的作用相抵消。输入信号UT经过滤波器，7得到理想的信号UT图33预失真的校正过程YTYDT，它与输出反馈回来的信号相减后得到的误差信号用作自适应训练，进行预失真器系数的调节，从而达到补偿大功率放大器非线性的目的A33基于VOLTERRA级数的随机递度法第三章基于VOLLERRA预失真算法研究预失真器的输入信号UN与输出信号VN之间的关系可以用VOLTERRA级数来表示，设其表达式为_I1肛L_L俐向矿M嘭1珥M赋J咖一IUNJUN一刀32IOIO，FI其中VOLTERRA级数的核系数向量为向瞄，档，槐H630P_，襁1_1魄，矗，K1】33“【玎】【X【托】，XNNII，X3NL，工2NLXN1】，X3【玎一N1UOM，“LM，“2M，一LIN】34式中N。是级数项的总数。放大器系统总的信号输出为LIM川P石“玎一，】35J0其中L为线性滤波器的长度，P表示非线性大功率的传递函数，不考虑二次项，对于无记忆HPA，取蒯川舂门】茧V3川36不通过非线性HPA的输出信号为F一1YA【九】厂“【玎】ZF,7UNQ37I0我们定义代价函数为由J最小的条件应有MLE【MH历】38旦；O后O，N一139舐嚣0F_O，_1；乇，_1，叱，一13102聊P釉|LMYMDY枷，电子科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究采用随机梯度自适应算法的计算公式为矗，M11向，班七】要I0，N一13D九州明熹I4。265PT_ASAT66PT拿Z如果我们用一个双线性有理函数，竺鱼来逼近AMAM和AMPM“D曲线，那么可以利用它的逆函数Y生二来逼近放大器的逆特性。CXD一63非线性拟合算法如上所述大功率放大器特性曲线的反函数具有二值性，求反函数时需要判断其正负特性。本节HPA估计器采用比较简单、逆函数具有单值性且易于求解的形如。旦型旦其中A，B，C，D为常数的双线性有理函数来。CXD逼近AMAM和AMPM曲线，预失真器的非线性参数由估计器的有理函数求逆一L、L，万一6万一6一一FFP妒，L，、L【I|，臼电子科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究变换来调节，以达到自适应预失真的目的。大功率放大器预失真系统的方框图如图65所示。图65大功率放大器预失真系统框图根据图66所示的HPA估计器结构，我们可以得到J|嗣|_J酮J书他I酮J喇67I厶仍I酮I蝴鸺I羽L螺铘厅T悻R，I1，R，表示输入信号幅度的第F个量化区间见图67，图66HPA估计器的结构R，0U1屹虬嘶11石L图67HPA估计器输入的量化区间61就ZIIN第六章基于放大器特性曲线非线性拟合的预失真算法区间的分割采用均匀平分。预失真器的作用是校正大功率放大器所产生的幅度和相位失真，其输入和输出之间的关系为1娴卜饼I酬蚋埘II硼68卜氧七疗I敢JI矿够IDI何钡其中参量日凡B7、C，、D7、伊_；D、Y，、鲈、叩_P由分段逆变换函数获得，其计算公式为口，Z，BF一BI，C，一C，卵口，吖仇，Y，一Y，彩一O,RL尸纯。69幅度和相位代价函数定义为12SSEUEUVDV610L2CPJJPEPVDV611一1，2式中S。、S，分别表示HPA估计器和HPA输出之间的幅度、相位误差功率图65。根据各态历经的信号理论，我们得到幅度和相位误差功率的一致无偏估计已击喜托612613更新估计器参数P1的随机梯度自适应算法如下兄1砭一A。OCU。614踯1瑚垆郎鬻615式中蛳和却表示步长，它控制算法的收敛速度和稳定性。从图65中，我们得到M卜I娴616衲长一击Q电三型技大学博士论文T多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究EP5K_F欤K瑶，岛，CF，儡P厂牟D仍功，尼，岛D，礓妨R得到孕垦婴2F韵F翮H翮FF鹚F叫618魄孕掣到湘H翮I鹚IQ619啦挈垦婴2I鹚L1稍H翮II鹚I喇Z620O已也。等D掣21蜀KL懊M俐谢621同理可求得坠坠坠坠8娃。8TL，；8；0N于是估计器参数的自适应随机梯度算法公式为QC老。QCP一蔫6F1岛一羽丽2A6EM丽QC后DQC幼三竺墨篆；吕鬻LCL肛L“I丘X瞳“F广珥七1珥妨三竺；鬻C4TXY心L纠“吲。碥L酬船1嘲丽赫625F626第六章基于放大器特性曲线非线性拟台的预失真算法5”一碉番丽2，曰C后。鸟C妨竺曼；骞蔫瓣珞C七十。珞CP三毳I鬻R628F629式中参数A。，口。，确定收敛速度和稳定性。由于函数YXAXBCXD可写为YXADXBDCDX1，当D不为0时，我们可以考虑YXAXBCX1的函数形式，减少一个参数。64计算机仿真及分析计算机仿真可以说明使用非线性拟合算法补偿放大器非线性失真的性能。在仿真中，我们分别使用1024个点的IFFT和FFT来实现0FDM系统的调制和解调，每一个子信道的符号使用16QAM，OFDM信号使用过采样，过采样因子取4。在TWT在前，调制的OFDM信号幅度都归一化为1。对于线性分段，采用10段，经过大量的计算机仿真试验，每段的参数幅值、相位收敛的趋势是一致的，结果表明所选择的非线性函数能较好地拟合大功率放大器的非线性特性。图68、图69画出了第L、4、7、8段幅值、相位的收敛情况。从图中可以看出这种方法简单易行、收敛快、效果好，具有很好的稳定性，能适应实时放大的要求。、符号图68预失真器中幅值训练参数的动态趋势趟翼符号图69预失真器中相位训练参数的动态趋势电子科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究图610没有预失真时接收端的星座图图611有预失真时接收端的星座图由于大功率放大器非线性失真的影响，输出信号产生严重的畸变，对于输入信号为16QAM，在输入回退为15DB时，发射机中没有加预失真器和加了预失真器时，在接收端得到的星座图分别如图610和图61L所示。比较图610和图611可以看出，经过预失真后，输出信号的幅度和相位都得到了较大的校正和补偿。图612表示误码率BER对E。NO在AWGN信道上有和没有预失真补偿时的性能。理论曲线表示在理想的AWGN信道没有放大器时的误码率性能，在IBO15DB的情况下，当误码率为10“时，我们得到SNR增加了05DB。这说明这种算法能较好地拟合放大器的非线性特性。在研究中，我们用总功率下降TOTALDEGRADATION对TWT的输入回退，糌馥咄EBN。DB图612误码率曲线图输入回退为I5DB第六章基于放大器特性曲线非线性拟合的预失真算法来作为性能测量的标准。为了评估性能的优劣，我们必须确定在一定的输入回退下，为获得固定的误码率，在门限检测器的输入端所需要的信噪比SNR。已逝L瓣督输入回退DB图613总功率下降图误码率101DB的值，如果SN是在高斯信道AWGN上获得相同的误码率所需要的信噪比，那么总功率下降TOTALDEGRADATION定义为TD。SNRDBSNR6DBINPUTBACKDB在计算机仿真中，我们取误码率为10，TD曲线如图613所示，从图中可以看出，对于16一QAM输入信号，为了保持相同的误码率，在发射机的峰值功率最小时，存在IBO的一个最优值。65小结本章利用有理函数的非线性及其逆函数易于求解的特点，采用有理函数对大功率放大器的非线性特性进行拟合。在16QAM符号输入时的计算机仿真表明采用自适应预失真的有理函数拟合法可以有效地补偿由于放大器的非线性失真所引起的功率下降。由蒙特卡罗方法的计算机仿真结果表明1在大功率放大器的影响下，输入回退为15DB时，OFDM系统的误码率101SN为13DB；2大功率放大器的非线性所引起的总的功率下降在无预失真时，最优的输入回退为7DB；经过预失真补偿后，最优的输入回退为LDB左右。最优的输入回退减小了6ODB，说明预失真器具有良好的补偿作用。电子科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究第七章基于放大器特性曲线拟合的预失真算法本章提出了一种用于正交频分复用OFDM系统中补偿由大功率放大器引起的非线性失真的基带自适应预失真方法。与以前的工作比较，本章提出的自适应预失真器是利用大功率放大器非线性特性曲线的面积进行分段估计，由曲线拟合逐段取逆变换来训练大功率放大器的预失真器的非线性参数，以达到预失真补偿的目的。计算机仿真结果表明该方法具有收敛速度快、需要动态存储器TRAM少、补偿效果好等特点。710FDM系统模型图71是具有预失真器的OFDM发射机的方框图。符号源产生需要发射的图71具有预失真器的OFDM发射机数据符号，它们通过串并转换器变换为每个载波需要调制的数据符号，用IFFT可以有效地计算调制信号的每个样块，通过并串转换器变换为信号流，用循环前缀对时域的样块进行处理以增加系统抗多径干扰的能力，然后经过内插和滤波成形，再对输入信号进行非线性预失真，在DA变换后得到模拟信号，由调制器将信号调制到所需要的射频范围，通过HPA进行放大送往天线。从HPA的输出信号中耦合一部分信号通过变频、解调、AD变换后得到的数字信号作为预数字器调节的计算。第七章基于放大器特性曲线拟合的预失真算法72自适应预失真算法我们知道在某一时刻放大器的特性曲线是确定不变的，因此，特性曲线下面的面积也是确定的。于是，我们自然而然地就想到了在对放大器的特性曲线进行线性分段估计时，用特性曲线下面的面积作为估计变量可以更准确地估计放大器的特性。如果因环境变化引起放大器的特性变化，那么特性曲线下面的面积也跟着变化。与其它的变量比较，面积的变化相对较小。利用特性曲线分段后每一小段上的两个端点变量和这D,段上的面积变量可以比较准确地估计放大器的特性。HPA估计器的结构如图72所示，对于特性曲线的第I段我们有图72HPA估计器的结构I譬竹II女J1硐I娴I叫2刮一珥71L翎，I磊幼I2五到一UDCH,翎其中，I玎七置，I1，表示输入信号幅度的第I个量化区间见图73，区间的分割采用均匀量化，量化区间的长度一般应小于AMAM曲线图73HPA估计器输入的量化区间电于科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究的曲率半径；Y，和V为分割点处的幅值和相位参量A，、B，、C。、B。、“的计算公式如下推导过程参见附录Q气嚣产2墨一Q心“一三奴一6；。一Q驴6弋矗矿一G6F堕善UIL掣UI73F74175墨一OFF1一岛一驴南卅一Z_驴卜弋嘉矿一P6C。对估计器输出的信号取逆变换，即对7出之间的关系为771式取逆，可得预失真器的输入和输排垫擎历的U，I盘型驽型钡妨2AH7879预失真器的作用是将估计器的输出信号取逆变换，对放大器进行预失真补偿，预失真系统的方框图见第五章图52所示。由图52可得误差信号为EM|硐卜I贝动IEE钡妨一颈力第七章基于放大器特性曲线拟合的预失真算法由610和611误差估计式CTA；2和0；P；极小化原则，其对参数的导数值应为0。0，和0P分别对参数B和、I，求导，有鬻2枷掣地触秘H弛加710挈地P七掣堕2删导厶七一巧尼711O妒TOVTDVT于是得到预失真器参数训练自适应算法的随机梯度法如下其中IYF七1Y，尼一2AME，七Q七1尼1七一2APPP七以。K氏S亿73仿真结果及分析I荭七忙R其它712713上面我们从理论上论证了基于放大器特性曲线面积的可行性，这一节我们通过计算机仿真来分析上述算法在OFDM系统中的有效性。假设传输信道是理想信道，没有符号之间的干扰，只存在加性高斯白噪音AWGN。我们使用1024个16一QAM符号组成一个块，前112个和后112个子载波置O，有效的子载波数为800个，过采样因子取4，每个块的长度为102444096个采样符符号数图74均方误差对时间曲线电子科技大学博士论文多载波OFDIVL数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究号。在TWT之前，调制的OFDM信号幅度都归化为1。我们将放大器特性曲线分成20段，经过大量的计算机仿真试验，发现每段的预失真器参数幅值、相位收敛的趋势是致的。图74画出了系统的输入V。和输出Y。之间的均方误差TASE收敛图。均方误差定义为脚寺兰0雄H歹七J2KL式中N为总符号数。曲线上的每一点是通过在一个矩形、500个符号长的滑动窗上瞬时方差的平均来获得的。为便于比较，这两条曲线都是在输入回退为47DB得到的。从图中可以看出本文提出的这种方法比文95有更快的收敛速度。槲离账3进K褂督蹈EUNFDBL图75误码率曲线图输入回退55DB输入回退DB图76总功率下降图误码率10。第七章；基子放大器特性曲线拟合的预失真算法图75给出了16QAM信号输入时OFDM系统具有预失真器的误码率曲线。为便于比较，图中也给出了只有加性高斯白噪音AWON时的理论曲线，同时考虑了放大器TWT的输入回退IBO为55DB时的情况。为了比较不同的预失真技术对放大器非线性的补偿效果，通常使用总功率下降TOTALDEGRADATION的概念，它定义为放大器的输入回退和在全线性化的放大器情况下为保持给定的误码率所需要的信噪比增量的和TDDBIBODB图76给出了具有和没有预失真器时的总功率下降TOTALDEGRADATION的性能，在计算机仿真中，我们取误码率为10。图76为文87和本文预失真方法所得到的TD图。从图可以看出，文86最小的TD值是65DB，所对应的最优回退值是58DB本文提出的特性曲线面积估计的算法，最小的TD值是61DB，所对应的最优回退值是54DB，由此可见，回退要低O4DB，即获得较宽的线性动态范围。74小结本章提出了一种新的用于OFDM系统中的基带自适应预失真技术，它充分利用了大功率放大器的非线性特性的面积信息来设计估计器，从而加快了非线性曲线拟合的收敛速度。计算机仿真结果表明所提出的算法具有较快的收敛速度和较好的稳定性并且补偿效果好。75附录曲线拟合及误差分析751曲线拟合对于一条曲线，特别是由测量得到的一些离散数据所绘制的曲线，如果需要找出曲线的特征点极值点和拐点，并根据这些特征点，将所绘的曲线进行分段图77，那么它的每一段可用一条曲线Y“爿，2B，FC，714来拟合，这里，D，B，C，为第I段拟合曲线的参数。变量“N作为拟合值的近似，在分割节点上，YO值等于节点上被拟合曲线的函数值。为了公式推导的方便，我们采用局部座标系图78。方程714的三个参数可根据如下条件来确定。电予科技大学博士论文多载波OFDM数字电视系统中放大器的自适应预失真技术研究YOY0715YX，Y1，716这里，YO,I“Y，分别为第I段曲线两端点的被拟合曲线的函数值，而第三个条尸一幽77离散数据所绘成的曲线图78拟合曲线的局部座标系件则是拟合曲线与坐标轴所围成的面积，。即F一，F2BC，西，。717积分后，得三4X圭ECJ薯L，8将715、716和718式联立求解，则得二次曲线的三个参数为A，_Y一YO一BJX，X；719局斗一甄W薯川720，C，Y0721从公式719，720和721可知，任一段I的拟合曲线由YO,IY1，。和X，四个特征参数确定。752拟合曲线的逼近精度分析在这一小节里，我们讨论由714、719、720和721式描述的曲线拟合问题的逼近精度。假设被拟合函数只F具有二阶导数。令ETFT一_YF722第七