[硕士论文精品]apsk星座优化设计及其调制解调研究

国防科学技术大学研究生院学位论文图目录图12116QAM与星形412APSK星座比较4图211412APSK和41216APSK星座图6图221几种16APSK的最小欧氏距离与相对半径的关系9图22241216APSK的最小欧氏距离与两相对半径之间的等值线图10图223双环结构的16APSK优化星座A412APSKB610APSK。10图224ENO12DB时412APSK的信道容量与相对半径及相对相位的关系J11；图225EO12DB时610APSK的信道容量与相对半径及相对相位的关系15图226在SNR为10DB时相对半径与信道容量的关系16图227在SNR为12DB时相对半径与信道容量的关系16图228A1632元星座信道容量与E。N。间的关系17图228B图228A的3DB附近局部放大图18图229312APSK信道容量与相对半径的关系SNR为93DB19图2210312APSK信道容量与相对半径的关系SNR为10192CLB19图221L错误概率一致边界与比特信噪比EBN0的关系20图231不同16元星座的信号功率的概率密度包络分布。2L图232412APSK的编码22图23341216APSK的编码22图311HPA的AMAM和舢汇PM关系图25图312经过HPA后412APSK的畸变情况国O为正确星座，为失真星座25图313射频和中频预失真原理图厶27图331卫星信道传输系统框图“。28图341忽略噪声IBO2DB和IBO7DB时16APSK收发星座比较30图342EBN0108DB时IBO2DB和IBO7DB时收发星座比较30图343预失真星座参数的迭代计算3L图351非线性均衡器的结构33图361预失真OBO2DB无噪声有噪声EBNO108DB收发星座比较34图362非线性均衡OBO2DB无噪声，有噪声EBNO108DB收发星座比较35图363非线性均衡OBO5DB无噪声有噪声ET瓜O1081B收发星座比较35图364预失真OBO5DB无噪声有噪声EBNO108DB收发星座比较35图36516APSK与32APSK预失真补偿时，TD与OB的关系比较36第1页国防科学技术大学研究生院学位论文图411APSK解调器原理图37图431位同步原理图。41图441412APSK的BO、B1二进制编码42图442412叫心SK的B2、B3二进制编码。43图443412APSK二进制编码映射第三位折叠到第一象限的结果。44图44441216APSK的B0、BL二进制编码44图44541216APSK的B2、B3二进制编码45图44641216APSK的B4二进制编码45图447APSK解调方案47图448APSK解调方案一。47图511DVBS2调制器系统原理图48图512全数字APSK调制框图49图521星座映射原理图。49图531物理成帧原理图。50图532PLHEADER生成子模5L图533物理层扰码子模块51图534RN序列产生电路52图541成形滤波与正交调制子模块，K。53图542AD9857芯片内部结构图J。53图543数据复合与AD9857接口电路图54图F1线性信道16APSK的S曲线60图F2经HPA后16APSK的仿真曲线6L第页国防科学技术大学研究生院学位论文表221表222表341表342表361表531表目录几种32APSK和64APSK优化星座参数线性信道。1216元和32元APSK信道容量优化相对半径1816APSK不同BO时预失真星座的参数3232APSK不同BO时预失真星座的参数O32考虑了SRRC的16APSK星座MO与OBO对照表34扰码算法5L第1页国防科学技术大学研究生院学位论文摘要卫星通信比其它的传输媒体有许多独特的优点，但随着宽带卫星通信的发展，有用频谱资源越来越有限，解决的办法之一是提高频谱利用率，希望选择合适的高阶调制信号进行卫星通信。传统QAM虽然频谱效率高，由于HPA的非线性不适合在卫星信道上传播。高阶调制方式改用APSK，使之接近MPSK星座的功率效率，又能与矩形QAM一样具有较高的频谱效率。我们研究APSK这种星座的目的是针对低信噪比和非线性特性的卫星信道，从最小欧氏距离最大和互信息最大两方面对APSK进行优化，选用与之匹配的最优相对半径和相对相位。由于HPA的非线性，对信号产生了严重的非线性失真，应采取一些补偿措施。本文通过比较得出，对APSK星座在通过HPA时进行预失真补偿，通过HPA后还原成理想的APSK信号，这种方案优于其它方案，并且可与收端非线性均衡结合，取得很好的效果。APSK与QAM星座都属于高阶调制，在调制解调方案上有相似之处。本文涉及的APSK的调制与解调都借鉴了QAM的一些方法。卫星信道的信噪比低，应采用超强的纠错编码来弥补，在必要时采用其它简单调制方式与APSK调制方式相结合，如DVBS2中同步头部分采用2BPSK调制方式。针对APSK是圆形的，编码方式有不同于QAM的特点，本文还提出了一种针对APSK星座的软解调方法。关键词APSK、信道容量、最小欧氏距离、预失真补偿、非线性均衡、非线性失真、软解调第1页国防科学技术大学研究生院学位论文ABSTRACTSATELLITECOMMUNICATIONHASMOREUNIQUEADVANTAGETHANOTHERTRANSMISSIONMEDIA,BUTWITHDEVELOPMENTOFBROADBANDSATELLITECOMMUNICATION,THEUSEFULSPECTRALRESOURCESBECOMEMORELIMITEDONEOFSOLUTIONSISTORAISESPA2WDLEFFICIENCY,HOPINGTOSELECTAPPROPRIATEHIGHLEVELMODULATEDSIGNALTOTRANSFEROVERSATELLITESSPECTRALEFFICIENCYOFTRADITIONALQAMISAHIGHLEVELMODULATION,BUTITDOESNTFITSATELLITECHANNELSFORITSNONLINEARITYHIGHLEVELMODULATIONSELECTSAPSKCONSTELLATIONFORITSHIGHPOWEREFFICIENCYASNEARTOMPSKANDFORITSHIGHSPECTRALEFFICIENCY舔RECTANGLE删MAIMOFSTUDYINGAPSKISSELECTINGAPPROPRIATERELATIVERADIIANDRELATIVEPHASEFORLOWSNRANDNONLINCARITYOVERNONLINEARSATELLITECHANNELSBYMAXIMIZATIONOFMINIMUMEUCLIDEANDISTANCEANDCALCULATIONOFAVERAGEMUTUALINFORMATIONNONLINEARITYOFHPABRINGSSIGNALSHEAVYNONLINEARDISTORTION；WESHOULDTAKESOMEOFCOMPENSATIONTECHNOLOGY髓地PAPERFINDSBYCOMPARISONTHATTHESCHEMEOFPREDISTORTIONOFAPSKCONSTELLATIONBEFOREHPAANDRESTOREEXCELLENTCONSTELLATIONAFTERHPAISPRIORTOOTHERCOMPENSATIONONES，ANDITCANCOMBINENONLINEAREQUILIBRIUMTOGETBETTEREFFECTAPSKANDQAMBOTHBELONGTOHIGHLEVELMODULATIONSSOTHEYARESEMBLEONBOTHMODULATIONANDDEMODULATIONTHEWAYOFAPSKMODULATIONANDDEMODULATIONUSEREFERENCEOFQ触汪THESNROFSATELLITECHANNELISLOWANDWESHOULDADOPTSTRONGERRORCORRECTIONOFCODING,ITISPOSSIBLECOMBININGOTHERSIMPLEMODULATION011SOMETIMESAS兀2BPSKMODULATIONONDVBS2FORAPSKCONSTELLATIONISCIRCLEANDTHEWAYOFCODINGISNOTTHESAMETO删，THEPAPERALSOBRINGFORWARDASOFTDEMODULATIONSCHEMEFORAPSKKEYWORDSAPSK,CHANNELCAPACITY，IVINUREEUCLIDEANDISTANCE，PREDISTORTIONCOMPENSATION,NONLINEAREQUILIBRIUM，SORDEMODULATION第2页国防科学技术大学研究生院学位论文第一章绪论本章首先介绍了APSK的历史现状及其在DVBS2中的应用情况，指出了APSK在卫星信道中传输的优点，APSK这种星座在调制解调存在的问题和解决方案，最后给出了本文的主要研究工作和内容。11APSK技术的起源和发展卫星信道是典型非线性信道，这就要求所用的调制方式包络恒定或包络起伏很小，所以在数字卫星系统中常采用PSK调制。随着数字宽带卫星业务的增大和系统容量的扩展，频谱带宽资源越来越紧张，使用代价越来越大，信号的传输将考虑采用幅度与相位相结合的高阶调制方式，提高频带效益。而较高的频谱效率的调制方案要求更高的信噪比，而传统的矩形QAM，存在较多的幅度，通过卫星非线性转发器时，一部分点离饱和点偏远，功率效益不高，并且那些接近饱和状态工作的信号点非线性失真影响严重，加大了预失真校正的复杂度F1】【2】。在设计适应卫星信道频谱利用率高的调制星座时，应采用高阶方案，并尽量减少信号幅度的起伏，这样星座形状应呈圆形、圆周个数少的星形APSK成为首选；同时为降低误码率，应充分利用星座信号平面、增大信号最小欧氏距离，使外圆的信号点数大于内圆的信号点数。为此很多学者对APSK的调制方式进行了研究，如文献【3】中提出星形APSK构想，并得出进行优化后的APSK星座，在非线性信道中均值信噪比和峰值信噪比方面比PSK优越，不过在单载波调制模式时，未经预失真处理时的APSK的信噪比低于PSK方式。文献【4】【5】【6】在互信息在均值功率及峰值功率受限信道中的性能比较等方面都得出APSK比QAM有一定的优势，但这些文献都没有对APSK在卫星非线性信道中的性能及传输技术做进一步的研究。12APSK的现状及未来预测APSK是与传统的矩形QAM不一样的幅度相位调制方式，其分布呈中心向外沿半径发散，称为星形QAM，但因为通过卫星信道HPA，内外圆信号点数相等的星座不同，外圆信号点数多，因而这种APSK比QAM更便于在卫星信道上实现变速率调制，很适合目前根据信道及业务需要分级传输情况。第3页国防科学技术大学研究生院学位论文，一一一。、一一一R，RHL、，一一、，I，、T，。、，【1T，、LI，IIIL、，I、，、，、，|、L，、一，、藤聂楚型图12116QAM与星形412APSK星座比较DVBS2，以其更高的频带利用率、更先进的编码方式和接近香农极限的系统性能引起了广泛的关注。与DVBS相比，DVBS2可提供除QPSK外的多种具有更高频带利用率的调制方式，如8PSK、16APSK、32APSK。与DVBDSNG的16QAM相比，DVBS2的16APSK和32APSK调制技术，减少了幅度变化例如从上图可以看出，16QAM有三个圆周，而16APSK只有两个圆周，更易于对转发器的非线性进行补偿，适应线性特性相对不好的卫星传输信道，获得更高的频谱利用率，使高阶调制方式通过卫星信道传输成为可能。在进行载波恢复时，卫星信道的信噪比比较低，并且存在非线性的，所以用通常的载波恢复方法，效果会比较差。在数字传输系统中，通常要采用一些信令比特来保证帧的同步，而在DVBS2中物理帧头是采用90度BPSK的简单调制方式，在接收端可利用它来获得相干载波，而这种同步码在传输时所占的比率很小，所以90度BPSK与APSK调制方式结合对DVBS2整个传输效率影响很小。因为DVBS2几乎接近香农极限，使目前的和将来的技术方案能够得到使用而不需要再开发新的技术标准，使设备制造商有理由相信他们不会在DVBS2规范上重复投资，使消费者相信他们将不必为了新的解调方案而更换接收机。因此对APSK调制与解调作为整个系统的一部分，它的研究成果将会产生巨大的经济价值。随着卫星频带的日趋拥挤，越来越多的利用高阶调制方式，对APSK的研究有着光明的前景。需要指出的是，DVBS2的高效传输方式，对卫星转发器的可用功率和线性化水平也提出了更高的要求。目前亚洲卫星的大功率和线性特性好等优势，已能适应DVBS2标准对传输信道的要求，尤其是其中的高阶调制方案在卫星信道上的应用。第4页国防科学技术大学研究生院学位论文13APSK存在的问题从以上的描述中可以看出，卫星信道中，圆形APSK有比矩形QAM明显的优势，不过APSK也存在一些缺点1在最小欧氏距离最大化的条件下，矩形QAM星座比环形APSK星座的最小欧氏距离要大。2从在满足APSK最优相对半径条件下，信噪比较高时412APSK的性能比16QAM稍差。3APSK的正式应用冈IN,J起步，它的调制解调技术虽可借鉴QAM，但并不完全适用。特别是在数字传输领域，从APSK星座结构可看出，星座信号点的I路和Q路的数值不为整数，且内外圆相对半径也不为整数，会在数字传输量化带来额外的误差即量化误差，这对信号的接收是不利的，而且同为一种星座，不同的频谱效率对应不同的相对半径，也增加了APSK接收机的复杂度。14本文的主要工作及结构本文主要研究APSK星座在卫星信道传输中的优化及其调制解调方式，提出了用迭代方法进行预失真补偿和非线性补偿，针对卫星信道信噪比差的特点，提出了编码与调制相结合的模式。主要内容包括1首先对APSK星座的在线性信道和卫星信道中的优化设计从多个不同角度进行了研究，比较了APSK和传统QAM在线性信道和非线性信道传输的优缺点。2在上述基础上，针对卫星信道HPA的非线性，对APSK在卫星信道中预失真补偿和非线性均衡补偿的迭代算法进行了研究。3对APSK调制与解调方案做了设计，对主要电路进行了仿真。在上述工作中，对APSK星座优化设计、预失真补偿技术、调制解调的设计、仿真是本论文的主要工作。第5页国防科学技术大学研究生院学位论文第二章APSK星座及优化设计本章首先对APSK这种星座的结构进行了描述，并分析了如何针对不同的信道对星座进行设计，然后对APSK星座在线性信道中的优化从最小欧氏距离最大化及APSK信道容量的计算进行了优化考虑，并分析了卫星信道中如何针对IIPA使其功率达到最大等综合考虑选择合适的APSK星座。21APSK星座描述APSK的星座图由K个同心圆组成，每个圆上有等间隔的PSK信号点，如图211所示，根据等效低通原理【刀，每个点都是复值，其信号集为口、，X7太蕊辘一一弋戈F1X7、口、厂、，涂腻7疑裂7图211412APSK和41216APSK星座图XEXPL2I,幺2工1这里七L，K，为第K个圆周的半径，墩为第K个圆周的信号点数，为第K个圆周上的一个点，露0，1，吼为第K个圆周上信号点的相位。为了充分利用星座图上的信号空间，应满足墩1，图224画出了412APSK、610APSK、511APSK、I510APSK的最小欧氏距离的情况。一一第8页国防科学技术大学研究生院学位论文离距氏欧小量相对半径P图221几种16APSK的最小欧氏距离与相对半径的关系由图221，对412一APSK相对半径取,0227时欧氏距离最大，其它情况,022022，实线对应九爿T12，虚线对应九0，在,022虚线与实线重合，此时欧氏距离与相对相位办无关。在相对半径大于25时，412APSK的欧氏距离大于610APSK、51LAPSI510APSK。如果仅考虑让欧氏距离最大，则选择相应不同的相对半径，I510APSK优于其它星座，而412APSK最差。图222描绘的是2九0时41216APSK的欧氏距离与两相对半径见，岛之间的等值线，可以看出相对半径仍为2029，相对半径岛为3144之间的小块条形区域欧氏距离最大，与丸O，九N16时41216APSK星座结果相同。第9页国防科学技术大学研究生院学位论文3P径半对相图22241216APSK的最小欧氏距离与两相对半径之间的等值线图通过分析可以发现，当相对半径取最优值，以上表示的各种最小距离有如下分布特点1优化星座的最小欧氏距离与第一内环的信号点最小距离接近，即2根据星座各环上点数的不同，星座最优时，环内最小距离和环间最小距离有两种分布情况要么各环上信号点最小距离基本一致，都接近最小距离。如412APSK星座，在RL04135，21。1289PT27时最小欧氏距离最大，此时前嘲孵L嘲矿05847，西咖GLL2O7154西D；要么环间最小距离与第一内环最小距离相等，如对610APSK，RL05897，R211795即岛2OOO时最小欧氏距离最大，此时DO1司1,205897，磊，旷07289DO。两种双环16APSK星座结构如图223所示。形、黼；K、I夕1，L04135如11289B窟，4见X12肜、材1FL哆、RL05897，211795BG6吼；RLO图223双环结构的16APSK优化星座A412APSKB610APSK进一步以104为各环相对半径的步进长度，仿真考察了多种32APSK、第10页国防科学技术大学研究生院学位论文64APSK方式下最小距离和相对半径的关系进行了仿真分析如表1所示，发现规律相同。这实质上是函数取极值时的一种平衡分布趋势，即各种环上或环间最小距离在比较接近时，星座最小距离达最大。由此可总结出一种最小欧氏距离最大准则下最优星座的直接构造流程。具体步骤如下1假设最优星座各环上信号点最小距离相等如喈L幽咿，计算相对半径履，作为优化参数预设值。即解下述方程组，得到反和第一内环半径，LL2242通过计算各环间最小距离，即计算各环半径豫，再下式计算环间最小距离F，挣II，D。九蝌JL七磊2RKRKLCOS3检查反的最优性并对其修正。若，斗L1，说明上面计算的各环上最小距离为该星座上所有点的最小欧氏距离，此结果即为最优星座参数。若存在某些环间距离假设为如呵P1小于幽嘲，说明按第一步求得的参数仅使环上点最小距离达到最优，而部分环间点距离过小，不满足最优，则重新修正与此环相对应的相对半径P，即令而删L如哪，得到使环间距达到最优的P，而此时修正后的环上距离妇LL，仍然满足距离最优性。4由优化相对半径见计算最优星座各园环的半径，再基于对称分布原则将各环星座点均匀安排到相应位置，完成星座构造。例如对41216触SK系统进行最优设计，得到屏27321，岛13266，计算此时各环上最小距离分别为磊0459054，畋O459041，吃O459047，各环间最小距离为西205622，如02916，发现此时第2、3环间的最小距离过小，这是因为该两环间相对半径较小，导致环问点距离较近。则再令如西，即得新的相对半径岛15114，则三个环的半径为，I02955，R208074,弓12203，相应得到表221所列参数。尽管此时1、2第11页万一吩彳一，一一肋氛奶国防科学技术大学研究生院学位论文环上点的最小距离比预估计时有所减小，但使第2、3环间的最小距离增大，综合而言，星座总的最小距离增大。表221几种32APSK和64APSK优化星座参数线性信道412202881216284121648204LO186LO16相对PL27321174562732122854228832P2165441511415114197781779514791半径P31397213678各环DL02811860281960417959037529204246980414764最小D20281191033288L0417952046417904247080512676D30。28117605391860476151037528504246950478734距离D40281180028196各环D12O344391028196O51187903753090441210414764间最D2303554830281960417993062599305356670414798小距离D34O3569640350488星座最小距离02811028200417952037528504246950414764按此方法得到的各种APSK星座进行最优构造，得到的参数与计算机搜索得到的结果一致。应当指出，在最小欧氏距离最小的条件得到，412APSK当相对半径取27时，最小欧氏距离为05847，610APSK当相对半径为20时，最小欧氏距离为05897，而在同样条件下传统的矩形16QAM的最小欧氏距离为06325，可见从星座的最小欧氏距离角度来看，传统QAM优于APSK。223平均互信息条件下APSK星座的优化在文献【L】中，在E，O斗佃条件下，根据控制收敛定理，噪声项可渐近消去等近似处理得到离散输入连续输出DCMC的信道容量为CIXL092M一口OX一瓦ES口曲2225式中口为很小的常数，为最小欧氏距离。但用此式计算APSK信道容量在E，O较小时会带来较大的误差。因此本文不用此式，而是导出在高斯白噪声信道中一般星座的信道容量的计算方法。若信道输入为X，输出为Y，X,XX，是N维信号矢量，平均互信息为8】9】国防科学技术大学研究生院学位论文，；的萎P刚L092P，Y呵IJXX，LUJZJPXSL092，P呵YI五EYLXTPX一善P俺1092丛矿二弓P剐109，西E矿YLX伍输入等概时，PX1，MPLI一92MJERP碍1。G莆22D式中EXY为输入X和输出Y的联合概率，地LI，POIX，分别是输入为X和输入为X条件下，输出为Y的概率。对DMC离散输入连续输出无记忆信道，定义输入信号集为X，X肿X，X，X，RET2，M，I1，2，M，当等概输入EX埘IM时，平均互信息最大，即信道容量的计算可表示为P1L092MXX以忙专酉L魂M一古善驯X_杠互MPOKRLX，,1I式中PO“IX，和POIX研表示输入为】I和输入为XM条件下，输出为Y的概率密度，PX。Y1为输入XM和输出Y的联合概率。如果信道噪声是均值为0的N维高斯白噪声，每维方差为O2【10】，有P眠，尊六唧悔爿矗H掣P如唧剥第13页国防科学技术大学研究生院学位论文将以上两式代入7，同时考虑输出Y为N维连续取值，求和转化为N重积分C粼礼叫一趱捌中爿善EXP一P228式中，陟X12羔饥一，NL饥2丙XMX一旨，则陟一ILL2兰帆一如ZNL旺竽T122TD_；LD尉，12，N、P啪，别唧ITL2，由俩出故乩删，一南彗晰坩G陲唧MH卜229ASFTBG陲面讽_IDO，取五X_JEXP一|T12厂T穗用GAUSSHGRMITC积分计算方法FLOL11122101092玲南薹眠2211这就得到了一般DCMC信道容量的计算方法，所得结果具有很高的精度，它第14页0，以瓴，舭P阻P舭|LK截国防科学技术大学研究生院学位论文对常用的调制方式如MPSK、MQAM及MAPSK均适用。不同的星座对应的信号集X不同，得到信道容量的结果就不同。图224、图225分别仿真了412APSK星座和610APSK星座在EO12DB时信道容量C随九一办及相对半径岛改变时的曲面图，发现信道容量与相对相位没有关系，因此信道容量可简单地由相对半径岛来决定，这个结果对其它星座同样适用。图224EO12DB时412APSK的信道容量与相对半径及相对相位的关系相对相位图225EO12DB时610APSK的信道容量与相对半径及相对相位的关系第15页、IJ56555与与43332白OI量容道信国防科学技术大学研究生院学位论文由于APSK信道容量与相对半径有关而与相对相位无关的特点，下面只对相对半径作比较，得到了几种A_PSK的容量在SNR为10DB和12DB时与相对半径关系，几种APSK星座比较，412APSK是比较差的。16APSK信道容量与相对半径之间的关系。SNR10DB耋蓁图226在SNR为10DB时相对半径与信道容量的关系16APSK信道容量与相对半径之间的关系SNR12DB相对半径图227在SNR为12DB时相对半径与信道容量的关系图228是用GAUSSHCRMITE数值积分方法，通过计算画出了若干16APSK和32APSK星座在高斯白噪声线性信道中的信道容量与比特信噪比毛。关系第16页2审T电量容遭信国防科学技术大学研究生院学位论文曲线，同时为了比较，还仿真了16PSK、16QAM、32PSK、32QAM及香农边界信道容量与比特信噪比的关系。这里16APSK的相对半径岛均取优化半径。通过分析有几个特点1对几种16APSK来说，610APSK和L510APSK比412APSK要好，而412砌SK最差，412APSK与矩形QAM最接近，因此，412APSK与16QAM信道容量的性能差不多。2发现几种16APSK的容量曲线和16QAM的曲线之间的距离均靠得很近，大大优于16PSK，对32APSK也有类似的结论。通过在信道容量为3BITSHZ附近的局部放大图图29B看出412APSK、610APSK、L510APSK和511APSK相同信道容量下比特信噪比差异为02DB左右，这个数是很小的。这一点为卫星信道选择APSK这种调制方式提供很有意义的参考价值。3从图228中分析，对于同样一种APSK。在不同信道容量或频谱效率的条件下，选择的最优相对半径不是固定的，也就是不能只从最小欧氏距离最大化取得最优相对半径如表222。耋毳图228A1632元星座信道容TQE，NO间的关系第17页国防科学技术大学研究生院学位论文图228B图228A的3DB附近局部放大图表22216元和32元APSK信道容量优亿相对半径频谱效率最优相对半调制方式编码速率最优相对半径LCOSMZ径2412APSK23267315412叫PSK3胁3OO285412APSK划S320275412APSKS|6333270412APSK89356260针12APSK91036025741216APSK34375284527412160心SK勘S40027248741216叫气PSKS|641726446441216叫PSK8944425443341216APSK910450253430观察上表，在编码效率为34时，频谱效率为4343BSHZ，而最优相对半径不是27而是285呢我们在星座容量与EBN0的关系图228中看出，对应3BSLLZ处对应了一个EBN0，而这个图是在相对半径为285时得到的。信道容量是信噪比和相对半径的函数，而最优相对半径是在信噪比最小值得到。在图229中可以看出，当信噪第18页上臼鲁奄容道信国防科学技术大学研究生院学位论文比固定时，信道容量是相对半径的凸函数，当信道容量取3BSHZ时，选择SNR为93133，在相对半径为285时对应最高点。蠢412APSK信道容量与相对半径之问的关系SNR9A133DB广吣K事扛|L争一卜1厶APSK相对半径图229312APSK信道容量与相对半径的关系SNR为93DB同样道理，由图2210看出，412APSK在频谱效率为32BSHZ时，对应最优相对半径约为275。412APSK信道容量与相对半径之问的关系SNR101928DB广RV、L秘1馘PSKL、F、，弋LL；IT。FG252E27Z82933。1323，3相对半径图2210312APSK信道容量与相对半径的关系SNR为10192DB再比较在频谱效率为3BSHZ条件下，几种16元星座，在最优相对半径下的错误概率边界与信噪比之间的关系，对412APSK最优相对半径取285，而612一APSK的最优相对半径取253，51IAPSK的最优相对半径取265，可以看出，412APSK只比16QAM稍差。第19页LA，窖道信国防科学技术大学研究生院学位论文一_错误概率一致边界PE与比特EBNO关系事界边致一率概误错比特信嘿比EB，NO图2211错误概率一致边界与比特信噪比EBN0的关系23在非线性信道中考虑APSK星座的优化在上一节中，介绍了在线性信道中APSK的优化情况，610APSK要比412APSK稍好。但是对于通过卫星信道HPA进行非线性传输情况，412APSK要比6LOAPSK要好，因为412APSK有更多的信号点处于外圆上，从而进一步提高了HPA的直流转化效率。对于HPA来说，最好能减小内圆信号点数，因为小圆信号点通过壬玎A是以低功率传送的，降低了瑚A直流功率转化效率，而HPA的直流转化效率在达到饱和点前是输入功率的单调函数。图231是16QAM、412APSK、610APSK、5IIAPSK和16PSK的传送信号的包络分布这是经过均方根升余弦成形滤波，滚降系数为035时得到的。可以看出412APSK的包络比16QAM和610APSK要集中些，且很接近于16PSK。这样的话，412APSK要好予其它16元星座。对于32APSK也有类似的结论。一一一第20页国防科学技术大学研究生院学位论文图231不同16元星座的信号功率的概率密度包络分布在调制端，信号通过IIPA后，因为HPA的非线性，会对信号的幅度和相位产生失真，在星座图上表现为改交了星座信号点的相对半径和相对相位。一种比较简单的方法是对信号在通过HPA前进行预失真处理，即人为地引入失真，使之通过HPA后还原成正确的星座。有关这部分内容，将在第三章做详细探讨。24APSK星座的编码对内外均为8个点的16APSK来说，其编码可这样进行16APSK的每个码元代表4BIT信息。可以将第一个BIT进行2DASK调制，代表APSK码元信号的振幅输入为一0时振幅与前一码元相同，输入为L时则改变振幅值，从前一个码元的振幅环跳到另一个振幅环上。而后三个BIT进行8DPSK调制，代表APSK码元信号的相位输入为000相位不变，001则比上一码元相位增加45度，011增加90度，OOOMOO。这样就可以得到16APSK的码元信号。但对412APSK来说，由于星座结构不同，不能用上面的方法，采取的准格雷编码，大体上做到相邻两信号点之间的编码只有一位相同，见图232。图233是41216一APSK的比特编码映射关系。第21页国防科学技术大学研究生院学位论文。，拣蜊州。011嶝KL图232412APSK的编码ILLOL、I0100100。100鼎毒10八0磐101袈11装童图23341215APSK的编码25结论本章对APSK星座在AWGN线性信道中优化提出了两条基本原则，最小欧氏距离最大化从信道误码率最小的角度分析相对半径的选取，而互信息最大化是计算信道容量与信噪比之间的关系，选择合适的APSK星座使其容量与香农边界接近。前面定义APSK信号时提到，APSK星座设计就要考虑相对半径和相对相位，通过计算发现最小欧氏距离和信道容量均与相对相位无关，这对于APSK的优化是非常有利的。选择APSK星座时，可考虑先按照最小错误译码概率准则计算其星座的最小欧氏距离，使之最大化，即对不同的APSK，选择合适的相对半径范围，使相应的误码率最小。然后根据互信息最大化原则加以改进，选择与香农边界最近的APSK如610APSK。通过观察比较几种候选16APSK的信道容量图228B，发现它们的曲线靠得很近，表明在相同容量条件下不同APSK第22页国防科学技术大学研究生院学位论文的比特信噪比差异很小，因此对APSK星座的选择可以考虑增加外圆信号点数如412APSK，尽量使非线性卫星转发器运行于临近饱和状态来提高功率利用率，改善CN比，在不增加卫星链路投资的情况下，达到高速低误码率传输的目的。同时发现16APSK与16QAM，32APSK与32QAM它们对应的信道容量也很接近，但在同阶情况下QAM的功率效率低【12】，同时圆周形状的APSK星座可以减小转发器非线性失真的影响，而产生的非线性失真易于进行预失真校正，表明存在非线性失真和功率受限的卫星信道中星形APSK具有比传统QAM明显的优势。选择好某种APSK信号后，还要针对不同编码速率，分析对应的频谱效率，因为信道容量既与相对半径有关，还与信噪比有关，就可通过使信噪比最小选择某一优化的相对半径来达到这个容量，所以对于同一种APSK来说，不同的信道编码速率对应于不同的相对半径。目前新出台的欧洲第二代卫星广播标准ORBS2【8】采用了412APSK和41216APSK这两调制方式，而它们都分别对应了不同的编码速率和相对半径。第23页国防科学技术大学研究生院学位论文第三章APSK调制解调非线性补偿研究卫星信道由于HPA的非线性会出现接收端信号的非线性失真，为此要对信道进行非线性补偿。本章先给出HPA非线性模型及卫星信道的结构，在第3节说明DVBS2标准400采用的APSK星座结构及预失真星座的迭代算法，第4节简要说明非线性均衡的处理算法，最后用这两种方案达到的性能改善，最后得出仿真结果。31卫星HPA的SALEH模型卫星转发器HPA可看成是一种无记忆非线性器件，其AMAM失真和AMPM失真相对都比较明显，我们采用SALEH模型【12】，包含AMAM变换和AMPM变换，它们的响应函数分别为仆带一，专叫其中R为输入信号的幅度，彳R和朐为分别为HPA的AMAM和AMPM特性。SALEH采用最小均方误差技术用以上方程对测量数据进行拟和，结果表明，彳，的均方误差只有0014伏特，而对应的朐的均方误差只有05度。SALEH模型的简单以及对测量数据的高度拟和性能，因此本文HPA模型的非线性均采用SALEH模型进行计算机仿真。HPA的工作点常用“回退“来确定。功放的输出回退0BO定义为最大输出功率与平均输出功率之比OBOFLOLGPO一，弓押312其中易眦功率放大器达到饱和时的输出功率，易W为功率放大器的输出平均功率。随着输入功率的增加，功率放大器会进入饱和状态，功率放大器的输入回退定义为IBO1019PJR蛾P,313其中另嘣和毋盯分别是功率放大器达到饱和时的输入功率和输入的平均功第24页国防科学技术大学研究生院学位论文率。本文选取口口2，成L且口P万3，以1得到关于ALEH模型的AMAM和AMPM的关系图8酮覆量M关系_饕蔓。一木；、一T卜T_爱_才I；I。芽一RR主一JL。20181612O8_2024OO归一化入DO图311HPA的AMAM和AMPM关系图我们对412APSK星座通过IIPA进行仿真，为提高功率效率，将外圆设计在饱和点，得到不加噪情况下仅由于非线性引起的星座畸变情况，如图所示。由图可见，外圆相位向左旋30。，因外圆相邻点之间正好也是30。，后与另一信号点重合；内圆半径增大约175倍，相位向左旋72732。一POOO0半径312左旋图312经过HPA后412APSK的畸变情况国O为正确星座，为失真星座第25页国防科学技术大学研究生院学位论文32HPA非线性补偿技术现代通信系统中，为了获得比较高的码率以及频谱利用率，均采用了如MPSK、QAM、MAPSK等线性调制技术，这些高效频谱调制技术对功率放大器的非线性特别敏感，这就要求放大过程是线性的。然而在卫星信道中，调制信号要通过卫星HPA高功率放大器，由于IIPA非线性的影响，会引入谐波成份，这些谐波成份不但降低了信噪比，而且也常常会引起信道间的串扰，从而带来信号的失真。功放非线性会使信号幅度和相位发生失真，引起输出频谱展宽，对相邻信道产生很强的干扰，引起数字通信系统码间干扰。由于卫星频带日趋拥挤和宽带的应用，需要采用频谱效率高的高阶调制，如QAM和APSK，IIPA非线性会引起星座图扭曲，使可用判决译码的方法受到严重损失。要满足在一定功率效率条件，若不采取失真补偿技术，信号在收端难以恢复。信道补偿技术有多种，发端补偿和收端补偿。在发端，存在着多种针对HPA非线性化进行线性化补偿的多种方法。常用到的方法有功率回退法、负反馈法、前馈法和预失真法。但无论何种方法，其目的都是为了在保持较高发射效率的同时，获得较好的线性输入输出特性。1、功率回退法功率回退法是一种最常用的方法，即选用功率较大的管子作小功率管使用，实际上是以牺牲直流功耗来提高功率放大器的线性度。在图311中0DB对应IIPA的饱和点，如果输入信号工作于饱和点，AMAM曲线中位于最高点，功率效率最大，但非线性影响最严重。IIPA工作点离饱和点的距离为输入功率回退MO，当IBO2DB附近对应于AMAM曲线的弯曲部分为严重非线性，IBO7DB附近，为中度非线性，而IBO大于30DB时，可基本忽略非线性的影响。功率回退法简单且易实现，不需要增加任何附加设备，是改善放大器线性度行之有效的方法，缺点是功率放大器的效率大为降低。另外，当功率回退到一定程度，继续回退将不再改善放大器的线性度。因此，在线性度要求很高的场合，完全靠功率回退是不够的。2、负反馈法负反馈法是改善放大器线性度的一种较早的方法。在电子线路中，采用负反馈放大器能对信号的失真有拟制作用，同样在线性化系统中，反馈对失真也有很好的抑制作用。放大器产生的失真减少的量等于反馈系统的反馈量，同时整个系统的增益也减小了相同的数量。负反馈法多采用间接负反馈法，典型的方法有POLAR环法和CARLESIAN环法。第26页国防科学技术大学研究生院学位论文POLAT环的基本原理是对信号的幅度和相位都进行校验，然后分别加以调整，这样就能获得较好的精度。后者也是基于对信号幅度和相位的校验，但它对L、Q两路信号分别加以控制，以获得更准确的线性。3、前馈法前馈线性化方法的思想非常简单，先把放大器的输出衰减至输入的水平，然后把他们相减，这样就只剩下失真部分。这个失真信号是由于放大器的非线性产生的，接着把失真部分经由一个单独的放大器加以放大，并与原放大器输出信号相减，这样就剩下了线性放大部分。4、预失真法预失真技术是在信号放大之前对信号按照一定的规律进行搿预先失真“，以便最终输出信号中的失真分量尽可能地小，对功率放大器的线性化起到很好的效果。预失真技术在电路中表现为增加了一个预失真器。这个预失真器的作用就是产生与原信号相对应的失真信号。因为这种失真是在信号被放大之前，故称之为。预失真信号一。预失真器可以放在功率放大器的后面，但由于一些不可避免的缺点。目前，被广泛采用的是把预失真部分放在放大器之前。这种技术又可分为信号预失真和数据预失真两种信号预失真，如射频或中频预失真，对最终的射频信号或中频信号进行纠正。中频预失真。中预失真线性化发生在中频上，这样可以把信号调制到不同频率载波上，效率高，但精度没有前者高。可以看出这两种技术的原理是类似的。如图313所示，主通道包含一个时延，它主要是为了叠加时，能与次通道的信号同步。输入的高频中频信号的一小部分经AL放大后，通过一个非线性函数，在此之前，信号经过幅度和相位调整。然后信号经过射频放大器A2放大后与主通道的原信号相加，因为AL和A2均是小信号器件，所以它们引入的失真可以忽略不计。图313射频和中频预失真原理图还可以改变基带信号波形，来达到减小带内失真和消除带外失真的目的。数据预失真，对传输的编码信息数据进行了预失真，应用了DSP技术把预失真星座存在其中。为了避免系统参数的漂移，还可引入反馈，构成了自适应预失真方法。通过改变星座结构的这种预失真方案，除了避免加入复杂的非线性化补第27页国防科学技术大学研究生院学位论文1偿电路外，对如A的功率效率影响很小，所以本文采用的是这一种方法。信道补偿除考虑发端补偿外，还可以是收端补偿。由于瑚狐的非线性会导致收端滤波后的一定的码间干扰，在预失真处理后，进一步采用自适应非线性均衡，相比预失真补偿处理复杂性增加，总体性能的改善稍有提升。33卫星信道传输模型在本课题中，我们考虑的通信系统由由数字调制器、均方根升余弦SI泳C带限滤波器、高功率放大器礤A工作在L掘波段典型的卫星行波管放大器F岍A组成。这个模型是一个上行相对于下行链路噪声可忽略的卫星弯管收发器。由于严格的信号波段限制，卫星输入输出模拟滤波器是假定可忽略的。图331卫星信道传输系统框图在F时刻的基带等效传输信号模型为SR，歹艺X忌PR9一圮331K0这里P是信号的功率，娴是第K个传输符号，来自于复值APSK信号星座X妨Z，在第二章中已详细描述。所是SRRC传送滤波器的冲击响应，乃是是符号间隔秒。不失一般性，我们认为L个符号传送的帧，编码调制频谱效率RRLOGZM,，为编码速率，M为调制星座的信号点的个数。信号墨R通过通过放大器，放大器工作于接近饱和点。在这个区域HPA表现出非线性特性，导致传输信号的相位和幅度的失真。HPA是无记忆非线性的，在F时刻的输出信号9为屯OFISTO1P，野。卅BO砌332这里我们定义玳彳和口口当作1，IA的放大器对信号复包络A的AMAM和AMPM特性。第28页国防科学技术大学研究生院学位论文34迭代法数据预失真补偿一种简单的星座矫正技术，就是改变发送信号的星座的几何形状，经过HPA后还原成无失真信号，这样做的好处是知道HPA的特性，可以计算出进入HPA前的预失真信号，从而避免在调制器后放置更复杂的非线性预补偿设备。例如对412一APSK，根据HPA的S