（电路与系统专业论文）快速响应高频buck变换器设计.pdf

浙江大学硕士学位论文摘要 摘要 当前，便携式设备应用广泛，对节能的要求也十分苛刻，因此，往往种工作 模式，相应的负载电流差别很大。为保证在模式切换过程中保持稳定的工作电压， 就要求开关电源具备很好的动态响应，因此，快速响应开关电源设计成为便携式 设备电源设计的研究热点之一。 论文设计了一个快速响应高频b u c k 变换器。相比于电压控制模式，由于采 用了峰值电流控制模式，它有更好的动态性能。为实现系统的快速响应，开关频 率设定在5 m h z ，使系统有足够大的环路带宽。另外，作为b u c k 系统的核心模 块，误差放大器摆率的大小直接关系到系统的动态性能，高摆率误差放大器的设 计成为系统快速响应能否实现的关键。论文给出一高摆率误差放大器的设计，在 传统的误差放大器之外专门增加了一个结构新颖的摆率增加电路模块，与现有的 摆率增加电路相比，有更大的摆率，能使开关电源获得更好的动态性能。 论文提出的快速响应b u c k 变换器在t s m c0 3 5 i | m c m o s 工艺下设计完成， 使用c a d e n c es p e c t r e 工具进行了各模块和系统仿真。系统输入电压1 2 v 到6 v ， 输出电压l v 到3 v ，开关频率设定为5 m h z 。仿真结果表明，系统输出纹波约 2 ，系统效率8 0 左右，能提供最高5 0 0 m a 的负载电流。同时，所提出的摆率 增加电路使误差放大器的摆率提高了6 倍。另外，将本文所设计的高摆率误差放 大器应用于高频快速响应b u c k 变换器后，系统的暂态时间减小到原来的2 0 左 右，相比于使用已有高摆率放大器的4 0 有明显提高，说明本设计能给b u c k 变 换器提供更好的动态性能。 关键词tb u c k 变换器，快速响应，高频，误差放大器，高摆率 浙江大学硕士学位论文 a b s t r a e t a b s t r a c t n o w d a y s ，t h ep o r t a b l ee l e c t r i cd e v i c e sh a v eb e e nw i d e l ya p p l i e dt od i f f e r e n t f i e l d s a n dt h e ym a k es t r i c td e m a n do ne n e r g ee f f i c i e n c y t h e r e f o r e ，t h ed i f f e r e n t w o r k i n gm o d e sa r eo f t e nn e e d e d ，w h i c ha r ec o r r e s p o n d i n gt oq u i t ed i f f e r e n tl o a d c u r r e n t s i nt h i sc a s e ，t om a i n t a i n t h eo p e r a t i n gv o l t a g es u p p l i e db yt h es w i t c h i n gm o d e p o w e rs u p p l ys t e a d yd u r i n gm o d es w i t c h i n g ，ag o o dd y n a m i cr e s p o n s ef o rt h ep o w e r s u p p l yi sd e m a n d e d i tm a k e st h ed e s i g no ff a s tt r a n s i e n tr e s p o n s es w i t c h i n gm o d e p o w e rs u p p l yb e c o m e so n eo fh o tt o p i c si n r e s e a r c ho np o r t a b l ed e v i c ep o w e r s u p p l i e s i nt h i st h e s i s ，af a s tt r a n s i e n tr e s p o n s eh i g hf r e q u e n c yb u c kc o n v e r t e rw a s p r o p o s e d d i f f e r e n tf r o mt h ev o l t a g ec o n t r o lm o d e ，t h ea d o p t e dp e a kc u r r e n tc o n t r o l m o d eo f f e r sb e t t e rd y n a m i cr e s p o n s e t oe n s u r ef a s ts y s t e mr e s p o n s e ，t h es w i t c h i n g f r e q u e n c yi ss e tt o5 m h zt og e tal a r g ee n o u g hs y s t e ml o o pb a n d w i d t h i nt h eo t h e r h a n d ，嬲t h ec o r em o d u l ei nd e d ec o n v e n e r ，t h es l e wr a t eo ft h ee r r o ra m p l i f i e r d i r e c t l yd e t e r m i n e st h ed y n a m i cr e s p o n s eo f t h es y s t e m t h u s ，t h ed e s i g no ft h eh i g h s l e wr a t ee r r o ra m p l i f i e rb e c a m e st h ek e yt oi m p l e m e n to ff a s ts y s t e md y n a m i c r e s p o n s e t h et h e s i sp r o p o s e da n o v e lh i i g hs l e wr a t ee r r o ra m p l i f i e rt h a ti n t r o d u c e sa s p e c i a l s l e wr a t ee n h a n c e m e n tc i r c u i t i n c o m p a r i s o nw i t ht r a d i t i o n a ls l e wr a t e e n h a n c e m e n tc i r c u i t s ，i tc o u l dp r o v i d eh i g h e rs l e wr a t ef o re r r o ra m p l i f i e ra n dt h u s b r i n g sb e t t e rt r a n s i e n tr e s p o n s et os w i t c h i n gm o d ep o w e rs u p p l y t h ef a s tt r a n s i e n tr e s p o n s eh i g hf r e q u e n c yb u c kc o n v e r t e rp r o p o s e di nt h i st h e s i s i sd e s i g n e di nt s m c0 3 5 u mc m o sp r o c e s s t h es y s t e ma n dm o d u l e sa r es i m u l a t e d i nc a d e n c es p e c t r ee n v i r o n m e n t t h ei n p u tv o l t a g eo ft h eb u c kc o n v e r t e ri s1 2 vt o 6 v , i t so u t p u tv o l t a g ei sf r o m1v t o3 v , a n dt h es w i t c h i n gf r e q u e n c yi ss e tt o5 m h z t h es i m u l a t i o nr e s u l t ss h o w e dt h a tt h eo u t p u tr i p p l eo f t h eb u c kc o n v e r t e ri sa b o u t2 a n dt h es y s t e me f f i c i e n c yi sa b o u t8 0 m e a n w h i l e ，t h eo u t p u tl o a dc u r r e n ti su pt 0 5 0 0 m a i na d d i t i o n ，t h es l e wr a t eo ft h ee r r o ra m p l i f i e ri si m p r o v e db y6t i m e sd u et o t h ep r o p o s e ds l e wr a t ee n h a n c e m e n tc i r c u i t t h es i m u l a t i o nr e s u l t sa l s os h o w e dt h a t 川 浙江大学硕士学位论文a b s t r a c t b ya p p l y i n gt h en o v e ls l e wr a t ee n h a n c e m e n tc i r c u i tt ot h ef a s tt r a n s i e n tt i m eh i g h f r e q u e n c yb u c kc o n v e a e r ，t h es y s t e mt r a n s i e n tt i m ei sr e d u c e dt oa b o u t2 0 t h a ti s m u c hl e s st h a n4 0 o ft h et r a d i t i o n a lh i g hs l e wr a t ee r r o ra m p l i f i e r i ti n d i c a t e st h a t t h ep r o p o s e db u c kc o n v e r t e rc o u l dp r o v i d eab e t t e rt r a n s i e n tr e s p o n s e k e y w o r d s ：b u c kc o n v e n e r ，f a s tt r a n s i e n tr e s p o n s e ，h i g hf r e q u e n c y ，e r r o ra m p l i f i e r , h i g hs l e wr a t e i v 浙江大学硕士学位论文致谢 致谢 时间过得真快，随着毕业论文的顺利完成，两年半的研究生阶段即将结束， 这里不少人我需要感谢，没有你们的关心和帮助，我不可能顺利得完成毕业论文， 更不可能快乐得度过研究生的学习和生活。 首先需要感谢的是我的指导老师吴晓波教授，本课题的研究工作在吴老师的 悉心指导和大力帮助下进展顺利。吴老师思维慎密，有扎实的专业知识和严谨的 治学态度，这些品质使我在工作和学 - 7 中受益匪浅。另外，赵梦恋老师也在课题 的进展过程中提出了很多宝贵意见，给课题的开展提供了大力支持，在此对两位 老师致以崇高的敬意和由衷的感谢。 我要感谢叶智豪师兄、孙越明师兄、赵津晨师兄、陈明阳师兄长期以来对我 专业方面的指导和帮助，毕业论文的顺利完成离不开他们的帮助和支持。周寅、 孙鹏、邓琳也参与了这个课题，提供了很多宝贵的意见，为项目的顺利完成提供 了很大支持。 我还要感谢专业课学习中给我提供大力支持的各位老师，包括严晓浪教授、 何乐年教授、史峥老师、沈海斌老师、罗小华老师、竺红卫老师、王维维老师、 虞小鹏老师，是你们给我打下了坚实的专业基础，我才能顺利完成毕业设计。另 外，我要感谢范锐、邬桐、殷亮、秦琳对我学习和生活上提供的帮助，我要感谢 袁奋杰、刘晴、刘呖、刘基伟、杨瑾、柯研家、谷文潇、刘寻、林利瑜、王璐等 同学，一起与我度过美好的研究生生涯。 最后，我要感谢我的父母，感谢你们对我无私的爱和培养，没有你们就没有 今天的我。 浙江大学硕士学位论文图目录 图目录 图2 1b u c k 变换器电路6 图2 2 开关导通时电路图7 图2 3 开关关断时电路图7 图2 4b o o s t 变换器电路8 图2 5 开关导通时电路图8 图2 6 开关关断时电路图。9 图2 7b u c k - b o o s t 变换器电路1 0 图2 8 开关导通时的电路1 0 图2 9 开关关断时的电路1 0 图2 1 0c u k 变换器电路1 1 图2 1 l 开关导通时电路图1 2 图2 1 2 开关关断时电路图1 3 图2 1 3p i o a 调制方式工作波形1 3 图2 1 4p f m 调制方式工作波形1 4 图2 1 5 电压型控制模式原理图1 5 图2 1 6 峰值电流控制模式原理图1 7 图2 1 7 平均电流控制模式原理图1 8 图3 1 电感电流平均值与控制电流之间的关系1 9 图3 2 峰值电流控制器的原理图。2 1 图3 3 峰值电流控制b u c k 变换器小信号交流模型2 2 图3 4 芯片结构框图2 4 图3 5 未补偿环路的频率特性2 7 图3 6 调整后的未补偿环路的频率特性。2 8 图3 7 系统补偿网络2 8 图3 8 系统补偿网络小信号电路图2 9 图3 9 补偿后系统的频率特性3 0 浙江大学硕士学位论文 图目录 图4 1 传统误差放大器3 1 图4 2 高摆率误差放大器结构框图3 2 图4 3 一种高摆率误差放大器具体电路。3 3 图4 4 快速响应b u c k 系统的暂态过程仿真图3 4 图4 5 本文提出的高摆率误差放大器结构框图3 4 图4 6 本文提出的高摆率误差放大器具体电路。3 5 图4 7 本文提出的高摆率误差放大器的频率响应。3 6 图4 8 误差放大器摆率仿真图3 6 图4 9 误差放大器摆率仿真波形3 6 图4 1 0 快速响应b u c k 系统的暂态过程仿真图。3 7 图4 1 l 比较器具体电路：3 8 图4 1 2 比较器瞬态仿真波形3 8 图4 1 3 斜坡发生电路3 9 图4 1 4 斜坡发生电路仿真波形3 9 图4 1 5 直接串联采样电阻4 0 图4 1 6 电流镜式采样电路4 1 图4 1 7 本文使用的电流采样电路4 1 图4 1 8 电流检测电路仿真波形4 2 图4 1 9 本文设计的振荡电路4 2 图4 2 0 振荡器仿真波形4 3 图5 1 系统启动过程4 4 图5 2 负载为2 0 0 m a 时的仿真波形4 5 图5 3 负载为1 0 0 m a 时的仿真波形。4 5 图5 4 负载为5 0 m a 时的仿真波形。4 6 图5 5 应用传统误差放大器的b u c k 系统瞬态仿真图4 7 图5 6 应用现有的高摆率误差放大器的b u c k 系统瞬态仿真波形图4 7 图5 7 应用本文设计的高摆率误差放大器的b u c k 系统瞬态仿真图4 8 v n 浙江大学硕士学位论文 表目录 表目录 表2 1p w m 调制方式与p f m 调制方式的比较1 4 表2 2 电压控制模式的优点与缺点1 5 表2 3 峰值电流控制模式的优点与缺点。1 6 表2 4 峰值电流控制模式的优点与缺点1 8 表3 1 芯片具体参数2 3 浙江大学硕士学位论文 绪论 1 绪论 电源为所有的电子设备提供动力，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术 指标及能否安全可靠地工作【1 1 。不同的电子设备对电源参数( 效率、电压、电流 能力、噪声、纹波、体积、可靠性等) 的要求各不相同，这就需要对供电线路的 电能进行变换以满足这些要求，电源管理芯片因此应运而生了，并成为当今集成 电路产业的一个重要产品门类。 1 1d c - i ) c 电源分类 d c d c 电源分为以下三大类： 1 电荷泵 电荷泵电路是由电容阵列、开关以及时序电路组成的，电容作为储能元件， 通过不同的时序信号控制开关的导通和关断来控制电容的充放电，实现直流到直 流( 升压、降压和反压) 的电压转化。电荷泵d c d c 电源结构简单，但是输出 驱动能力较低，效率不高，最高只能达到8 0 左右。 2 线性电源( l o wd r o p o u tr e g u l a t o r ) 线性电源( l d o ) ，是指电压调整管始终工作在线性放大区的一种直流电源， 是发展最早的一种电源技术，所以技术成熟，成本低，应用很广泛。线性电源电 压输出的稳定度很高，纹波小，电路简单，但是只能作为降压电路使用，其缺点 包括输出输入的电压差不能太大，负载不能太大，效率低，常须用到较大的滤波 电容等。 3 开关电源 开关电源，也称电感式电源，与线性电源不同的是，它的电压调整管处于开 关状态( 在饱和区和截止区之间切换) ，其内部的控制电路会产生一个占空比信 号来控制调整管的导通与关断，并通过占空比的大小调整输出电压的大小。开关 电源具有功耗小、体积小、输入输出电压范围宽、效率高等优点，因此得到了业 界的广泛应用。本论文所设计的直流电源也采用这种形式。 浙江大学硕士学位论文绪论 1 2 开关电源技术现状和发展趋势 上世纪5 0 年代市场上出现了线性稳压电源，其转换效率很低，不到4 0 ， 而且还需要大体积大重量的工频变压器。然后到了上世纪7 0 年代初，随着开关 电源拓扑的研究大量开展，开关电源开始普及，在应用上开始渐渐取代晶体管线 性电源。最早出现的开关电源为串联型开关电源，其主电路拓扑与线性稳压电源 相仿，不同的是其功率晶体管处于开关状态【2 1 。到了8 0 年代，集成电路技术开 始飞速发展，工艺水平不断提高，使得开关电源控制电路单片集成成为可能，这 大大提高了系统的可靠性。到了9 0 年代中期以后，随着新型功率器件、脉宽调 制( p w m ) 电路的出现以及软开关技术( 零电压、零电流) 的广泛应用，出现 了小体积、高效率、高可靠性的d c d c 电源管理芯片【3 】3 。 近年来，开关电源沿着以下三个方向不断发展： 1 2 1 高频化 在业界，凡是开关频率大于或等于1 m h z 的都属于高频。现在便携式设备越 来越普及，体积小是便携式设备一大特点，所以它对电源的要求也是体积小。在 电源管理芯片设计中，对设备的体积与重量的主要影响来自于电感和电容，而电 感、电容的取值大小与开关频率成反比，即开关频率越高，所需的电感、电容值 越小，因此高频化有利于设计出小体积的开关电源【4 】【5 】【6 】【刀。日本知名半导体企 业罗姆半导体在2 0 1 0 年推出了几款高频d c d c 芯片，其中一款开关频率为 6 m h z 的产品，使用了一个0 5 u h 的电感，另外一款开关频率为1 0 m h z 的产品， 仅用了一个值为0 2 2 u h 的电感。 1 2 2 低功耗 便携式设备通常采用电池供电，因此，对电源功耗的要求非常苛刻。电源电 路的低功耗设计已成为当前电源技术的同方就热点。在d c d c 变换器的功耗中， 功率开关的开关损耗不容忽视，因而减小开关损耗( 主要是动态开关损耗) 是低 功耗电路设计的关键，而软开关技术是目前减小动态开关损耗的重要方向。 浙江大学硕士学位论文绪论 1 2 3 快速响应 便携式设备( 包括手机、笔记本、相机、m p 4 等) 广泛应用于人们的生活 和工作，为了节约电能，大部分便携式设备往往有多种工作模式，比如正常工作 模式和待机模式，各种模式对应下的电源负载电流有比较大的差别，例如在正常 工作模式下电源负载电流是0 5 a ，在待机模式下电源的负载电流是0 1 a ，在两 种工作模式的切换中要保证开关电源能维持稳定的电压输出，就要求开关电源具 备非常优良的动态性能，即很好的动态响应【8 】【9 】【10 1 。 本论文设计所关注的是快速响应高频b u c k 变换器。高频( 本论文所设计的 开关频率是5 m h z ) 是为了把电感和电容做小，以实现小体积的开关电源设计； 快速响应是为了保证b u c k 系统在大的负载跳变( 或输入变化) 情况下还能保证 稳定的电压输出，即使开关电源具有良好的动态性能。鉴于误差放大器电路是电 源管理芯片中的关键模块，其性能优劣与整个电源管理芯片的稳定性能密切相关 【1 0 】【1 1 】【1 2 1 ，实现高频快速响应b u c k 变换器的瓶颈也在于如何进一步提高误差放大 器的性能，所以论文的设计重点放在了高性能误差放大器上。误差放大器主要用 于在电源管理芯片内部将芯片输出端的反馈电压与基准电压的差值进行放大，并 产生与比较器正向输入端信号进行比较的误差放大器信号。其核心结构一般采用 经典的跨导运算放大器结构( o t a ) 1 1 3 】。在7 0 年代，集成电路发展刚刚起步， 当时半导体工艺还处在双极结型晶体管时代1 1 4 ，制造工艺水平还比较低，即便 如此，集成运算放大器在可靠性、体积和功耗方面已远胜于分立器件构成的运算 放大器电路。随着集成电路工艺技术的进步，即c m o s ，b i c m o s ，d m o s ( d o u b l e d i f f u s e dm o s f e t ) 【1 5 】等先进工艺技术相继出现后，各种工艺所对应的 运算放大器结构也随之出现，相对于早期的运算放大器，新工艺下实现的运算放 大器在体积、性能和功耗上有很大的提高。 1 3 本文研究动机和意义 根据控制模式，可以将开关电源分为两种：电压型和电流型。电压型开关电 源是指整个控制回路只有电压控制环，即电源的输出反馈到误差放大器的负输入 端，误差放大器将电源的输出与参考电压做比较，并将差值送到比较器的负输入 3 浙江大学硕士学位论文 绪论 端，误差放大器的输出端与斜坡比较后通过比较器输出p w m 信号控制功率开关 的导通与关断。电流型开关电源比电压型多了一个电流控制环，通过电流采样电 路采样电感上的电流值，并将采样值输出到比较器的正输入端，即用电感电流采 样波形取代电压型开关电源中的斜坡电路。上述所提到的两种不同控制模式，都 需要一个误差放大器将开关电源输出采样电压与预设的基准电压进行差分运算 并放大生成误差放大信号输出到系统控制环路中【1 6 1 。误差放大器是d c d c 开关 变换器控制环路中的核心部分，直接影响到系统的稳定性、负载调整率、输出精 度以及动态性能等关键系统参数【1 3 】【1 7 1 ，因此设计一个符合系统要求的误差放大 器是十分重要的。 本文的b u c k 系统主要针对便携式设备而设计的，由于便携式设备的特殊性， 它对电源的设计也有特殊的要求，其中体积和快速响应是两个最为重要的指标。 提高开关频率是减小b u c k 变换器体积的重要技术手段，高频要求b u c k 变换器控 制环路中的误差放大器有较大带宽，这样才能保证误差放大器有足够的增益提供 给整个控制环路。本论文快速响应主要通过两方面实现，一方面通过提高控制环 路的带宽( 系统环路的主极点向高频处移动) ，进而提高系统的响应速度；二是 提高误差放大器的摆率，在较大的负载跳交情况下，缩短系统的暂态过程。本论 文的设计任务是设计一个高频快速响应的b u c k 系统，采用峰值电流p w m 控制 模式，本文设计重点在高摆率误差放大器设计，它比现有的高摆率误差放大器有 更高的摆率值，能更显著得缩短b u c k 系统的暂态过程。 1 4 设计目标和内容简介 本论文的研究内容包括两个方面，第一个方面是高频快速响应b u c k 系统设 计，第二个方面是高摆率误差放大器设计。 高频快速响应b u c k 系统的设计目标包括以下几个方面： 本论文的b u c k 系统主要针对便携式产品应用，输入范围能够适应单节或者 多节碱性电池( 最多4 节) 串联，或者也可以是单节锂电池供电的情况，所以输 入范围在1 2 v 到6 v 之问； 本论文的b u c k 系统主要针对便携式产品应用，负载电流为1 0 0 m a ，输出电 压范围为1 v 到3 v 。 4 浙江大学硕士学位论文绪论 本论文中的b u c k 系统选用峰值电流模式控制，相对于电压模式控制具有更 快的响应速度。 由于针对便携式产品应用，需要较小的开关电源体积，所以采用较高的工作 频率，可减少电感电容元件的体积，开关频率设定为5 m h z 。 关于低功耗设计，由于系统选定的开关频率较高，存在较大的动态开关损耗， 所以b u c k 系统的转换效率定为8 0 左右，使系统更适合于便携式产品的应用。 高摆率误差放大器的设计目标包括以下几个方面： 相对于不带摆率增加电路，带摆率增加电路误差放大器的摆率提高了6 倍， 应用于b u c k 变换器后，系统的暂态过程大大缩短，减小到原来的1 0 左右。 低功耗设计，在正常工作模式下，即没有大的负载跳变情况下，摆率增加电 路是消耗很少的能量，整个高摆率误差放大器静态工作电流大约为8 u a 。 应用于高频快速响应b u c k 系统的误差放大器有较高的带宽要求，取开关频 率的1 5 ，即1 m h z ，d c 增益为5 0 d b 。 具体工作和内容安排如下： 第1 章介绍了本课题的研究现状和发展，以及本论文的研究动机和意义。 第2 章介绍了开关型b u c kd c d c 转换器的工作原理，控制方式和具体工作 模式，并详细介绍了误差放大器在开关电源系统中的重要作用。 第3 章根据本课题所关注的峰值电流型b u c k 变换器的系统设计指标，确定 系统功率级参数，并对系统控制环路进行建模和分析计算，确定补偿电路中各个 参数的取值。 第4 章介绍了各单元电路的设计，重点介绍了高摆率误差放大器的设计，并 基于0 3 5 u mt s m c 工艺用c a d e n c ev i r t u o s o 软件对所设计的各个单元电路进行了 模拟仿真。 第5 章主要对快速响应高频b u c k 变换器进行了系统仿真，并将应用本论文 高摆率误差放大器的b u c k 变换器与应用现有误差放大器的b u c k 变换器进行了比 较，分析了本设计的优点。 第6 章主要对本课题所设计的快速响应高频b u c k 系统进行了总结和展望。 在论文的最后分别是参考文献和作者简介。 s 浙江大学硕士学位论文开关电源的原理 2 开关电源的原理 2 1d c d c 交换器的拓扑结构 根据开关电源拓扑，目前流行的主要是b u c k 型变换器( 降压型变换器) 、b o o s t 型变换器( 升压型变换器) 、b u c k b o o s t 型变换器( 升降压型变换器) 以及c u k 型变换器四种基本结构。下面分析这四种拓扑结构和主电路的工作原理。 在分析电路之前，首先假设电路中的电感、电容是理想元件，即电感的寄生 电阻和电容的等效串联电阻为零；另外，假设输出电压的纹波小到可以忽略，所 有电路都在连续导通模式( c c m ) 下工作。 2 1 1b u c k 变换器 如图2 1 所示为b u c k 变换器电路图。功率开关管s 1 为开关调整元件，它的 导通与关断由控制电路决定；电感l 和电容c 组成低通滤波器；电阻r 为负载； 在功率开关管s 1 关断时，由于电感电流i l 不能突变，通过二极管s 2 续流，因 此s 2 被称为续流二极管。 s l l v i 图2 1b u c k 变换器电路 阶段一：当开关管s 1 导通，s 2 关断时，等效电路如图2 2 所示，输入电源 通过电感l 给负载r 供电，在电感没有饱和前，电感电流在线性增加，电感储能 增加，同时二极管s 2 承受反向电压。 阶段二：当开关管s 2 导通，s l 关断时，等效电路如图2 3 所示，由于电感 电流i l 不能突变，电感l 将改变其两端的电压极性，但是负载r 两端的电压极 6 浙江大学硕士学位论文 开关电源的原理 性仍然是上正下负。电感电流i l 通过续流二极管s 2 续流，电感在阶段一所储存 的能量逐渐消耗在负载r 上，电感电流i l 线性下降，电感l 储存减少。 v 掌 图2 2 开关导通时电路图 ! - 图2 3 开关关断时电路图 当功率开关管s 1 处于导通时，根据电感电流的特性可得： 形一= 哮 ( 2 1 ) 这里假设开关周期为t s ，开关管s 1 导通时间为d t s ，其中d 为占空比，则 在开关管s 1 导通期i - 1 ，电感电流变换量a i l 为： 她= 半 ( 2 2 ) 当开关管s 1 关闭是，同理可得电感电流的关系式为： 一= 哮 ( 2 3 ) 则在开关管s 1 关闭期间，电感电流变换量a i l 为： 瓴= 半 ( 2 4 ) 由于电感电流在开关周期的起始值是相等的联立式( 23 ) 和( 24 ) 可以 浙江大学硕士学位论文开关电源的原理 得到如下表达式： g o = d r , ( 2 5 ) 式( 2 5 ) 就是b u c k 变换器输入输出电压关系表达式，很明显，只要通过控 制电路调节占空比的大小就可以改变输出电压。 2 1 2b o o s t 变换器 b o o s t 交换器电路如图2 4 所示，电路元件与b u c k 交换器电路相同，不同的 是各元件的排布位置。 i 图2 4b o o s t 变换器电路 阶段一：当开关管s 1 导通时，等效电路如图2 5 所示，电感l 两端接输入 电源v i ，在电感没有饱和前，电感电流持续增加，电感储能在增加，同时电容c 给负载r 放电。 阶段二：当开关管s l 关断时，等效电路如图2 6 所示，电感电流保持原方 向不变，通过二极管s 2 流向负载r ，由于v o v i ，所以电感电流持续下降，另 外，输入电源通过电感l 给电容c 充电。 图2 5 开关导通时电路图 8 浙江大学硕士学位论文开关电源的原理 图2 6 开关关断时电路图 这里假设开关周期为t s ，开关管s 1 导通时间为d t s ，其中d 为占空比，则 在开关管s 1 导通期间，电感电流变换量a i l 为： ， 缸= 芝d 弓 ( 2 6 ) 在开关管s l 关断期间，电感电流变换量a i l 为： 她= _ r , - 广z ol 1 一。) 五 ( 2 7 ) 由于电感电流在开关周期的起始值是相等的，联立式( 2 6 ) 和( 2 7 ) 可以 得到如下表达式： = 击巧 ( 2 8 ) 从式( 2 8 ) 可以看出输入电压v o 要大于输入电压v i ，故称其为升压变换器。 通过控制电路调节开关管周期导通时间d t s ，就可以得到需要的输出电压v o 。 2 1 3b u c k b o o s t 交换器 b u c k b o o s t 电路如图2 7 所示，因为其输出电压平均值v o 可以大于也可以 小于输入电压v i ，因此称它为升降压斩波电路。 9 浙江大学硕士学位论文 开关电源的原理 s 1 s 2 。i 图2 7b u c k b o o s t 变换器电路 阶段一：当开关管s l 导通时，等效电路如图2 8 所示，电感l 两端直接与 输入电源相接，输入电源v i 给电感充电，电感储能增加，电感电流线性上升。 阶段二：当开关管s l 关断时，等效电路如图2 9 所示，电感l 在阶段一所 储存的能量逐渐消耗在负载r 上，电感储能减少，电感电流线性下降。 i i 图2 8 开关导通时的电路 图2 9 开关关断时的电路 开关管s l 导通期间，电感电流变换量z x i l 为： 瓴= _ z l , o r s ( 2 9 ) 开关管s 1 关断期i 甘- j ，电感电流变换量a i l 为： 鱿= 孚( 1 一啪( 2 1 0 ) 浙江大学硕士学位论文 开关电源的原理 由于电感电流在开关周期的起始值是相等的，联立式( 2 9 ) 和( 2 1 0 ) 可以 得到如下表达式： = 一而d 巧( 2 1 1 ) 从表达式( 2 1 1 ) 可以看出，当d 0 5 时v o v i ，是升压变换器，当d 珞与( t ( f ) ) 珞之间的关系，现在基于这个式子研究峰值 电流控制模式的精确模型。为了获得小信号交流模型，引入小信号扰动如下： ( 屯( ，) ) 凡= 五+ 乏( ，) ( 七( ，) ) 毛= + ( ，) d ( f ) = d + d ( ，) ( 3 2 ) 铂= m + 惕( f ) m 2 = 鸠+ ( f ) 现在以b u c k 变换器为例，因为电感电流上升和下降的斜率、聊：受输入电 压和输出审压控制所以 商：v - - v ，a 2 ：! ( 3 3 ) 所l2 5 一l 【王3 ) 由于m a 的大小是控制电路所决定的，因此所。的扰动量可以忽略不计，即 = 必。将式( 3 2 ) 代入式( 3 1 ) ，并略去高阶微小量项，得到表达式如下： 翻= 翻一( u o r s + d m f s 圳鸩五) d a ( ，) 一譬翻一半拍( 3 4 ) 她m = 孚，鸩= 兰删 m , d - - - 孚。= 丁v , d d 必肚= t v g d d ( 3 5 ) ( 3 6 ) 从式( 3 5 ) 和式( 3 6 ) 可以得出，m d = 鸩d ( 3 7 ) 将式( 3 7 ) 代入到式( 3 4 ) 中，则 2 0 浙江大学硕士学位论文 系统设计 翻：翻一心乃韵一牟蠢( r ) 一卑忘( ，) 由式( 3 8 ) 可求得会( f ) 的表达式为 孔) = 丽l 降) _ 辩d 2 2 t s 以) _ d 2 2 t s ：( ，) 将式( 3 3 ) 代入上式，则 扪= 乞) 一锄一翻一e 诵i ( 3 8 ) ( 3 9 ) ( 3 1 0 ) 其中，c = 硒1 ，和只分别表示输入和输出电压扰动量所引起的占空 比变化的舭名= 鲁，e = 1 ( 1 - 2 广d ) t s 。 式( 3 1 0 ) 表明，占空比a ( ，) 受控制量( f ) 、电感电流乏( ，) 、输入电压t ( f ) 和 输出电压v ( t ) 等变量的控制。峰值电流控制器的原理图如图3 2 所示。 图3 2 峰值电流控制器的原理图 在以上的讨论中，屯( f ) 表示电感电流平均值扰动量，不是峰值的扰动量， 所以峰值电流控制模式就转化为了平均值控制模式。下面介绍峰值电流控制开关 变换器的小信号交流平均模型，如图3 3 所示。 图3 3 峰值电流控制b u c k 变换器小信号交流模型 基于图3 3 ，可以得到电感电流平均值扰动量( f ) 、输出电压扰动量0 ( f ) 和 v g ( f ) 、d ( f ) 之间的线性关系，其频域表达式为： 乏( s ) = g o ( s ) 0 ( j ) + 6 ( s ) ( s ) 0 ( j ) = ( s ) 会( s ) + q ( s ) t ( s ) 舯，叭) = 岽d ( b 徊s ) 咯。= o 啪) = 岽k ，。 v g ( s ) 烈对_ o 叭) = 罴a b咖。(s) 州卸 ( 3 1 1 ) ( 3 1 2 ) 浙江大学硕士学位论文系统设计 啪) 。卷k 印 把式( 3 1 1 ) 代入式( 3 1 0 ) 的频域表达式，整理得 会= 去 一( g l g + 名) t e 刁 ( 3 1 3 ) 把式( 3 1 3 ) 代入式( 3 1 2 ) 得到 ；= 嘏+ 型篙裂铲乓 ( 3 1 4 ) l + c ( 嘞+ e ) 。l + c ( + f ，氏) 8 、7 从式( 3 1 4 ) 可得等效功率级的传递函数如下： 们m 2 两器南 ( 3 1 5 ) 从式( 3 1 4 ) 可得等效功率级的音频衰减率a ( s ) 如下： ，= 型篙总掣 & 旧 3 2 芯片系统概述 3 2 1 芯片具体参数 数。 本文所设计的峰值电流型b u