（通信与信息系统专业论文）wcdma下行接收技术研究及基站发射模块的硬件实现.pdf

摘要 摘要 w c d m a 是第三代移动通信系统的主要标准之一，该系统支持最高达2 m b p s 速率的数据业务并 且可以允许多种不同速率的业务复用，因此接收机的设计就显得尤为重要。 本文的第一部分首先研究了c h i p 均衡器的性能。常规的r a k e 眩收技术无法消除多址干扰和低 扩频比下的路径问干扰，而c h i p 均衡器通过消除多径干扰来恢复下行各信道之间的正交性，在很大 程度上减小了用户间的多址干扰从而提高了接收机的性能，本文通过仿真比较了c h i p 均衡器与常规 r a k e 接收机的性能。接着研究了干扰抵消技术在w c d m a 系统中的应用，导频干扰抵消是利用导 频信道的已知性重构出该信道从而去除该信道产生的干扰，迭代干扰抵消是利用译码的结果重构出 专用信道上的干扰，去除该干扰从而提高接收机的性能，本文结合仿真结果讨论了这两种干扰抵消 方法的效果。 根据前两章对c h i p 均衡器和干扰抵消技术的研究，在随后的一章里分析了使用这两种技术的接 收机的硬件实现，讨论了一种减少运算量和存储量的方法，并给出硬件的模块划分，状态转移和时 序设计。 本文的第二部分介绍了w c d m a 下行链路的物理层协议，复用处理流程以及基站发射模块的硬 件设计。文中详细讨论了模块的划分，模块之间的时序关系，系统的定时以及硬件模块与c p u 之间 的接v i 等问题，给出了资源占用情况和测试结果，并在w c d m a 系统测试平台上完成与移动台的联 调。 【关键词】w c d m a c h i p 均循器干扰抵消 基站发射 一 蔓堕查兰堡主兰堡笙兰一a b s t r a c t w c d m ai so n eo ft h em a i ns t a n d a r d si nt h et h i r dg e n e r a t i o no fc e l l u l a rc o m m u n i c a t i o ns y s t e m w c d m ac a d - s u p p o r td a t as e r v i c e sw i t ha tm o s t2 m b p ss p e e da n da l l o wm a n yk i n d so fs p e e ds e r v i c e s m u l t i p l e x i n g s ot h ed e s i g no f r e c e i v e ri sv e r yi m p o r t a n t 、 i nt h ef i r s tp a r to ft h i st h e s i s ，t h ep e r f o r m a n c eo fc h i pe q u a l i z e ri ss t u d i e d c o n v e n t i o n a lr a k e r e c e i v e rc a nn o te l i m i n a t et h em u l t i p l ea c c e s si n t e r f e r e n c e c h i pe q u a l i z e rc a nd e c r e a s et h em u l t i p l ep a t h i n t e r f e r e n c eb yr e s t o r i n gt h eo r t h o g o n a l i t yo ft h et r a n s m i t t e ds e q u e n c e s t h e nt h ei n t e r f e r e n c ec a n c e l l m i o n i ss t u d i e d b e c a u s et h et r a n s m i t t i n gs e q u e n c e so fp i l o tc h a n n e la r es a m ei nd i f f e r e n tf l a m e s ，p i l o tc h a n n e l c a nb er e b u i l t t h ei n t e r f e r e n c ec a u s e db yd e d i c a t e dc h a n n e lc a l la l s ob er e b u i l tb yu s i n gt h er e s u l t so f d e c o d e lw h i c hi sc a l l e di t e r a t i v ei n t e r f e r e n c ec a n e e l l a t i o n t h ep e r f o r m a n c e so ft w o m e t h o d s o f c a n c e l l a t i o na r ea n a l y z e d ， a c c o r d i n gt ot h er e s e a r c ha b o u tc h i pe q u a l i z e ra n di n t e r f e r e n c ec a n c e l l a t i o n ，t h eh a r d w a r ed e s i g ni s s t u d i e d a m e t h o dn fr e d u c i n g t h ec o r n p l e x i t y o f c a l c u l a t i o n a n ds t o r a g e i sp r e s e n t e d t h es e c o n dp a r to f t h i st h e s i ss h o w st h eh a r d w a r ei m p l e m e n t a t i o no fb a s es t a t i o nt r a n s m i t t i n gm o d u l e t h ep r o b l e ma b o u td i v i s i o no f m o d u l e ，a r r a n g e m e n to f t i m i n gs i g n a l sa n di n t e r f a c eo fc p ua r ed i s c u s s e d a tl a s tt h et h e s i sp r e s e n t st h ec o n s u m p t i o no f h a r d w a r er e s o u r c ea n dt h er e s u l to f t e s t i n g 【k e y w o r d s w c d m a c h i pe q u n i z e r i n t e r f e r e n c ec a n c e l l a t i o nb a s em a t i o nt r a n s m i t t i n g i i 学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发 表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用 过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示了谢意。 签名：垒e t 期：丛2 啦 关于学位论文使用授权的说明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研 究生院办理。 签名；金! 垒导师签名：日期：奠：一 第一章绪论 第一章绪论 随着科学技术的进步和全球一体化进程的不断深入，人与人之间的交流变得更加频繁，通信技 术成为当今世界上发展最快的技术之一，移动通信的出现更是带给人们一种全新的沟通方式。未来 的个人移动通信系统不仅要求保证任何人在任何地点、任何时候、以任何方式与任何人进行通信， 而且还必须满足人们日益增长的对语音、数据、图像等多种业务并存的多媒体通信的需求，第三代 移动通信系统就是在这种背景下应运而生，它可以提供全球漫游服务、支持多媒体业务并有足够的 系统容量。 1 1 论文背景 在目前提出的第三代移动通信系统的各种方案中，比较有竞争力有：欧洲提出的w c d m a ，北 美提出的c d m a 2 0 0 0 和中国提出的t d s c d m a 。w c d m a 标准由于采用了r a k e 接收，功率控制、 软切换等一系列核心技术，能为用户提供稳定、高质量的多媒体业务，并可以极大的提高系统容量， 从而成为了第三代移动通信系统的主流标准之一l l 】。本论文将研究w c d m a 系统的下行接收技术和 基站发射的硬件设计，下面先简单介绍一下多径衰落信道中的两种主要接收技术。 1 1 1 分集与均衡技术 由于无线移动信道的影响，接收机的性能将产生严重的劣化，因此移动通信系统常常采用均衡 技术和分集接收技术来克服多径衰落造成的干扰，降低误块率从而提高系统的性能【“。 均衡技术： 均衡技术i j l 是以克服时间色散为目标而提出的。均衡有两个基本途径：一为频域均衡，它使包 括均衡器在内的整个系统的总传输函数满足无失真传输的条件。它往往是分别校正幅频特性和群时 延特性，序列均衡通常采用这种频域均衡法。二为时域均衡，就是直接从时间响应考虑，使包括均 衡器在内的整个系统的冲激响应满足无码问串扰的条件。当面f 临的是时变信道时，需要采用自适应 均衡技术。 自适应均衡器所追求的目标就是要达至晟佳抽头增益系数，是直接从传输的实际数字信号中根 据某种算法不断调整增益，因而能适应信道的随机变化，使均衡器总是保持最佳的工作状态。自适 应均衡器般按最小均方误差准则来构成。 在c d m a 系统中，r a k e 接收机实现了高斯白噪声下的s n r 最大化，下行链路使用扩频码进 行正交扩频，由于扩频码的移位相关特性不完善，因此导致常规的r a k e 接收机无法对用户间干扰 进行有效的抑制，从而导致性能下降：与之相反，均衡技术可以通过消除m p i ( 多径干扰) 来恢复 小区内用户的码道正交性，从而根本去除小区内用户间的m a i ( 多址干扰) ，采用m m s e ( 最小均 堡塑茎兰堡主兰垒笙茎 一一一 方误差) 准则的均衡器统筹考虑了对噪声和干扰的抑制，可以达到很好的性能。 分集技术： 分集技术3 1 是以抗衰落为目标而提出的。分集是指在系统接收端使用若干独立的接收分支， 同时接收两个或更多个输入信号，这些输入信号载有相同的信息且遭受的衰落互不相关。系统分别 解调这些信号，并按一定的规则将其合并，从而大大降低信道衰落的影响。常用的分集方法有：频 率分集，时问分集，空间分集，多径分集，极化分集等。在宽带c d m a 系统中常常利用多径分集技 术，为了分辨出多径信号，需要采用具有良好自相关特性的扩频信号，相应的最优接收机被称为 r a k e 接收机。信号经过分集接收以后，还要经过合并才能得到分集增益a 常用的有最大比合并， 等增益合并，选择式合并等方式，采用最大比合并时对信噪比高的支路以较大的加权，对信噪比低 的支路以较小的加权，对无信号的支路予以去除，利用切比雪夫不等式可以证明，分集合并后的信 噪比达到最大值，因此在三种台并方式中具有最好的性能。 1 2 本文的主要内容 本论文研究的主要内容是w c d m a 系统下行接收机的性能和基站发射模块的硬件设计，下行接 收机包括l m m s e 自适应c h i p 均衡器和混台r a k e 接收机两种结构。全文共分五章，内容安排如下： 第一章为绪论，论述了本文产生的背景，简单介绍了多径衰落信道的两种接收技术一一分集和 均衡，概括了全文的主要内容。 第二章分析了l m m s e 自适应c h i p 均衡器的性能。首先介绍了陆地无线移动信道的特点，多径 衰落信道的几种统计特性，给出了频率选择性慢衰落信道的抽头延迟线模型。对c d m a 系统中使用 的r a k e 接收机和c h i p 均衡器进行了公式推导，并讨论了c h i p 均衡器的自适应算法。然后根据仿 真的结果，分析c h i p 均衡器在下行链路的性能，与常规的r a k e 接收机进行了比较，找出c h i p 均 衡器的优缺点，最后对c h i p 均衡器进行了定点仿真确定其量化的精度以便于硬件设计。 第三章分析了干扰抵消技术在w c d m a 系统中的应用。本章首先介绍了干扰抵消的原理，两种 抵消的方式。然后针对w c d m a 系统的特点讨论了导频干扰抵消和迭代干扰抵消的方法，进行了公 式的推导，并结合仿真结果讨论了采用这两种抵消方法的接收机在性能上获得的收益。与第二章相 同，最后用定点仿真来确定接收机的量化精度。 第四章研究了c h i p 均衡器和混合r a k e 接收机的硬件设计。c h i p 均衡器的计算量比较大，因此 本章讨论了一种减少运算量的方法，与原方法进行了比较。然后对混合r a k e 接收机进行了模块划 分，并分析了主要处理流程的时序关系。 第五章分析了基站发射模块的硬件设计。本章首先介绍了与基站发射相关的物理层协议，然后 讨论了硬件的模块划分和时序安排，并对关键模块的实现进行了详细的说明，最后给出了硬件资漏 的使用情况和测试结果。 茎三兰! 型垩鱼垩垦堂堕望塑矍塑堡! ! 竺墨 第二章l m m s e 自适应c h i p 均衡器的性能研究 无线移动信道的重要特点是会弓j 起多径衰落，在宽带c d m a 扩频通信系统中r 其分配的带宽和 扩频码良好的自相关和互相关性使分辨多径成为可能。多径不再仅仅是干扰，它可以为系统带来额 外的分集增益。 本章将首先描述无线信道的数学模型，并介绍工作于无线移动环境中的c d m a 接收机，如 r a k e 接收机，采用m m s e 准则的线性c h i p 均糖器的基本原理及其白适应算法。最后将着重就 l m m s e 自适应c h i p 均衡器在w c d m a 系统下行链路的仿真结果进行分析，并比较c h i p 均须器与 常规r a k e 接收机的性能，找出合适的均衡器参数。 2 1 陆地无线移动信道的数学模型 陆地无线移动信道是一种较为恶劣的信道【2 j 【3 要求。下面将首先分析移动信道的几种衰落特性， 它对整个c d m a 通信系统的设计提出了很高的 然后针对这些特性中对接收性能影响最大的多径 衰落特性给出它的两个统计描述( 相干带宽和相干时间) ，对于w c d m a 系统来说，陆地移动信道 可以看成是频率选择性慢衰落信道，最后给出频率选择性信道的抽头延迟线模型。 2 1 1 移动信道的特性 移动信道是一种时变信道，信号在无线信道中会经历性质不同的衰落。为了从宏观上描述移动 信道的特性，可以将接收信号的功率表示为： 尸( f ) = d 一- s ( o - h 2 ( r ) ( 2 1 ) 式( 2 1 ) 中将移动信道的衰落特性按变化快慢不同分为了三种： 1 自由空间传播损耗与弥散，用d “表示，而实际的陆地移动通信系统中1 3 一般取2 5 。它是根 据从发射机到接收机之间的路径损耗特性而得出的区域平均功率。典型的，自由空间作球面波 辐射时，n = 2 ；低高度天线，有地面反射径时，n = 3 4 。 2 阴影衰落，又称慢衰落，用s ( f ) 表示。这是由于传播环境中的地形起伏、建筑物及其它障碍物 对电波遮蔽所引起的衰落。它反映在数百波长的区间内，信号的短区间中值出现缓慢变动，其 衰落特性符合对数正态分布。 3 多径衰落用h 2 ( r ) 表示，这是由于移动传播环境的多径传输引起的衰落。在数十波长的范围 内，接收信号场强的瞬时值呈现快速变化的特征。根据发射机与接收机之间是否存在可视路径 ( l o s ) 传播环境，它具有菜斯( r i c e ) 或瑞利( r a y l e i g h ) 分布特性。 3 东南大学硕士学位论文 2 1 2 多径衰落信道的统计特性 在移动通信系统中，由于移动台位置在变化，同时实际的环境也在不断变化，因此多径衰落信 道是一个时变的信道。可以将它的等效低通冲激响应记为c ( r ；，) ，这是一个以时间t 为变晕的复随 机过程。它对信号的影响主要存在于两个方面：一是会引起信号的时延扩展，如果在发射端发射一 个极短的脉冲，通过该信道后，接收信号将表现为一串相互间隔的脉冲；二是它的时变特性，随着 时间的不同，接收到的脉冲的数量、以及相互之间间隔的长度都会发生变化，各个脉冲遭遇的衰落 ( 包括幅度和相位) 也会因时间不同而变化。 想要给出信号通过多径衰落信道后准确的概率分布是比较困难的，所以往往通过它的两种统计 特性来描述这种信道”。信道冲激响应c ( r ；t ) 的自相关函数为： 吉e t a ( r i ；f ) c ( f 2 ；r + f ) 】= o 。( f l ；a t ) 6 ( r l t 2 ) ( 2 2 ) 这里假定了c ( r ；t ) 是广义平稳的，其自相关函数只与时间间隔a t 有关，同时还假定经过不同路 径延时的衰落间是互不相关的。下面将分s n 介绍这两种统计特性并根据它们对移动信道进行分类： 1 时延扩展t 。和相干带宽( 4 厂) 。 这两个参数用来反映信道对信号的扩展。在不考虑信道时变特性的情况下( a t = 0 ) ，将自 相关函数简记为巾。( r ) ，中。0 ) 基本非零的t 的范围被称为时延扩展t 二。它可以看成一个极 短的脉冲经过信道后被展宽的范围。我们将时延扩展t 。的倒数记为相干带宽( z x f ) 。： 1 ( ，) 。= ( 2 3 ) m 相干带宽就是指一特定频率范围，在该范围内，两个频率分量有很强的幅度相关性。即两 个频率间隔小于( 4 厂) 。的频率分量经过该信道，它们受到的衰落是相关的；当它们的频率间隔 大于( 厂) 。时，所经历的衰落是不相关的。因此，可以对移动信道进行分类：当信号带宽 缈 ( 匀) 。时，信号中不同频率成分衰落不同，会引起码问干扰，称之为频 率选择性信道。 2 多普勒扩展b d 和相干时间( r ) 。 这两个参数用来反映信道的时变特性。在不考虑信道时延扩展的情况下，将自相关函数简 4 茎三兰! 兰竺塑鱼堕垒塑堡塑塑塑塑堡壁塑壅 ： - _ _ _ 一一一 记为中，( r ) ，它基本上非零的t 的范围被称为相干时间( f ) c 。 每一径衰落的时变性可以认为是由移动台和基站问的相对运动引起的，或是由周围物体的 运动引起的，它可以通过多普勒扩展b d 来描述： 毋= 丢c o s 口 其中a 是入射电波与移动台运动方向的夹角 勒扩展b d 是相干时间( a t ) 。的倒数： 夙：上 “ ( a t ) 。 ( 2 _ 4 ) v 是运动速度，x 是波长。可以近似认为多普 ( 2 5 ) 当信道上的符号长度t ( a t ) 。时信道称为快衰落信道。 w c d m a 系统采用3 8 4 m c h i p s s 的码片速率，根据实测的t m 值可算出相干带宽( ，) 。为 6 2 5 2 0 0 k h z ，满足 ( ) 。，所以信道在w c d m a 系统中呈现频率选择性。w c d m a 系统下 行链路中物理信道上的符号速率最低为7 5 k s p s ( s f = 5 1 2 ) ，对应的符号时间3 s 约为o 1 3 m s 。假设 移动台以1 5 0 k m h 的速度运动时，在2 g h z 的载波上产生的多普勒扩展最大为2 7 8 h z ， ( f ) 。m3 6 m s ，满足r 阻l ，因此为慢衰落信道。 2 1 3 频率选择性信道的抽头延时线模型 从上述的讨论中可以看到，实际的信道在w c d m a 系统中呈现的特性是频率选择性慢衰落。文 献 3 给出了频率选择性慢衰落信道的抽头延迟线模型。假设传输信号的等效低通表示为u ( t ) ，其带 宽满足l 厂i 了w ，在w c d m a 系统中w = 3 8 4 m h z ，根据采样定理得： 们) = 蚤( 参) 巧s i n 防丽w ( t 而- n f w ) ( 2 6 ) u ( t 1 的傅立叶变换为： u ( ，) 上9 。( 一n ) 矿。幺、。 0 无噪声下， ( r ) 经过信道后等效低通接收信号，( f ) 为 乃但 妒一22 矿陟 堡堕奎兰堡圭兰焦兰苎 ，( ，) ：广c ( ，；，) u ( ) p 埘d t ( 2 8 ) 其中c ( ；，) 是时变信道冲激响应c ( f ；，) 对f 的傅立叶变换，将式( 2 7 ) 代入式( 2 8 ) 得 r ( f ) ：专套吩c 如) e s 2 n f ( i - n l w ) 矽 2 方互“州叼c ( t - n w ；t ) 。9 = - - 毒至u ( t - n w ) c ( n l w ；t ) 令c 。( f ) ：谚1 c ( n ，；，) ，则有 ，( f ) _ q ( f ) - u ( t n w ) ( 2 1 0 ) 由式( 2 1 0 ) 可见：频率选择性信道可以用一个抽头间隔为1 w ，抽头加权系数为 c 。( f ) ) 的抽头 延迟线近似。实际应用中，抽头延迟线模型的抽头数可截短为l = l t , 。w j + 1 ，其中乙为多径信 道的时延扩展。信道模型可用图2 i 来表示，其中聍( f ) 为信道中等效的加性噪声a 图2 1 频率选择性信道的抽头延迟线模型 图2 1 中各个抽头只代表了可咀分辨的多径，实际上每一径又是由许多不可分辨的径叠加形 成的。根据信道的统计特性，时变抽头权值 c 。( ，) 是一个复平稳随机过程，在瑞利衰落的特殊情 况下，幅度h ( f ) i ；a 。( f ) 是瑞利分布的相位镰( f ) 是均匀分布的。 2 2r a k e 接收机的原理与结构 由前面介绍的理论可以知道，经过移动无线信道的信号存在着若干不相关的多径分量，对于 w c d m a 系统3 8 4 m h z 的扩频带宽来说，这些多径分量是可分辨和提取的。因此接收机不再是简单 6 苎三兰! 型坚塑i 垩窒! ! 塑望堂墨塑壁! 型! 塞 地抑制这些不同延迟的多径分量，而是通过信道参数估计来提取这些分量并加以合并，以获得最大 输出信噪比。这就需要用到c d m a 系统中特有的r a k e 接收机来实现对多径信号的分集接收，它 是由r p r i c e 和p , e g r e e n 于1 9 5 8 年提出的。 下面分析w c d m a 下行链路上r a k e 接收机的原理和结构忆 为分析方便，只考虑单基站的情况，等效低通发射信号可表示为： j 。 “( f ) = ( ) + 一( ) “ ( 2 1 d 、 = d 。( f ) c 0 ( f ) + g ，d 。( f ) c j ( 枷( f ) ) + g ( ，) i l 其中x i o ) 表示第i 个信道的信号，( f ) 表示导频信道( c p l c h ) ，k 。是除导频信道外总的信道数。 d i ( r ) 表示第i 个信道上发送的复数符号，取值为1 j ，其中导频信道上磊o ) = 1 + ，。c ( f ) 是分 配给信道i 的信道化码，其中导频信道分配的c 0 ( ，) ；1 。g 。为信道i 的增益因子，勘( f ) 是该基站 使用的复数扰码，甙t ) 是脉冲成型函数。经过图2 1 所示的信道后，等效低通接收信号可以表示为： ，( f ) = 爿( f ) u ( t - n w ) + n ( o ( 2 1 2 ) 式中a 可看为整个链路的功率增益。在接收端，接收信号经过匹配滤波后以u w 的速率进行采 样。在理想同步条件下得采样信号二 s ( 七) = ，( f ) + g ( 一r ) i ，：女，。 ：爿l - i k ( ”芝【g j 纵。，) c j ( 。，) 】s a ，( a ) ) + z 。 ( 2 1 3 ) a 。= k ng o = 1 上式中，z k 是相互独立的a w g n 。此外，令m ，是第i 条信道使用得扩频比，则c i ( 女) 以m 。为 周期，同时： d ，( k ) = 矗?k = m m ，m m 。+ l ，( m 十1 ) m ，一】( 2 1 4 ) 其中d ? 1 是第i 条信道上发射的第1 1 1 个复数符号。通过调整产生s ( k ) 的时延信号 s ( k 十，) f = 0 ，1 ，上一1 ，并对这些不同延时信号分别进行解扩，求在第1 径上接收到的第j 条信 道上的第m 个复数符号。 7 至堕奎兰望圭兰垡丝窒 ( m + 1 ) m 一1 蚂= s ( k + f ) c 舻) 爵( ) = m m 1 h ( 嘻幅d 心删) 蹦j 州砷踮 ) ( 2 1 5 ) 七十f ) 艺 g ，( 吣，托( 吣，) 岛( 。) ) c ，( ) 踮( ) e 、 ( r a + 1 ) m 一l + z h c ( ) 岛( t ) k = m m ， = ( 2 a m ，g j ) c ? d ? + v 品+ “鼻+ zm f 式( 2 ，1 5 ) t 中，根据慢衰落，假设在一个符号内信道系数c 。( 女) 近似不变，将其提出求和号外记为 c ? 。v 互为多径干扰( i ，m u l t i p a t h - i n d u c e di n t e r f e r e n c e ) ，“? ，为多址干扰( m a l ，m u l t l a 。5 8 i n t e r f e r e n c e ) ，它们都是由扩频序列( o v s f 码和扰码组成) 非理想的自相关和互相关性引起的，z 另是 a w g n 。v 鼻，“? ，和z 品各自可以表示如下 一1 ( m + 1 ) m l a c ? g j 【d ，( ，) c ，( 。) ( “。) c ，( 女) s j ( ) ( 2 1 6 ) n = 0 h ，k = m m ， ：川r a ：m + 1 ) m i - 1 c 小) 岛( 女) i = m m ( 2 1 7 ) ( 2 1 8 ) 由式( 2 1 5 ) 可以看出，忽略干扰项v 务，“另和z 品，要想得到待接收符号，必须对当前第1 径上 的信道系数c ? 进行校正，假设已经准确估计出掣= c ? ，= o ，1 ，一1a 那么就可以对l 条径上 的信号进行合并了。 ( 2 1 9 ) 阀题是挪 可估计信道系数c ? 。事实上，如果我们对导频信道进行解扩，由于导频信道上发射的 复数符号全是1 + j ，也就是式( 2 1 5 ) 中a o ；1 + j ，那么忽略常数( 2 a m ，g ，) ，第1 径上的信道系 数可以通过下式得到： 芦= ( 1 一j ) y g l ， f 2 2 0 ) 如果假设每一径上的解扩输出都服从高斯分布，且方差相同。那么在式( 2 1 9 ) 的合并方法下，这 样的信道估计满足最大似然比准则。此外，由于导频信道的发射符号固定，其使用的o v s f 码恒定 8 警 c l 4 f j h$) c ) “ c ， 嚷 g 艺蚺警 “ m ， 加 = 吃 二 y)n ， c ( = m ， ，口 第二兰! ! 坐! 三! 垩堕! ! 虫望堡墅堕竺! ! 婴壅 一一 为c o ( k ) ；1 ，信道估计的积分区间n e 可以扩大，只要是其余信道最大扩频比的整数倍都是可以的。 文献【5 1 给出了在信道估计准确的情况下，采用l 径最大比台剪的r a k e 接收机误码率最的切 诺夫域。假设l 个路径都是相等平均强度的瑞利分布，方差同为o - 2 。e s 为符号能量，e = o - z e ，。 咤c 矗商 ：， 为了保持总能量不变，假设多径成分增加时，对应每径的能量降低，二者的积为常数巨= k 。 f渺 群吧旧卜州。 ( 2 2 2 ) 2 3l m m s e 均衡器及其自适应算法 在低扩频比条件下，由于o v s f 码和扰码组成的扩频码的部分自相关函数不理想，不能有效地 抑制多径干扰，因此r a k e 接收机的性能受路径间干扰的影响而严重下降，为了解决这一问题，研 究人员提出了c h i p 级均衡的思想。c h i p 均衡器可以恢复下行各信道之间的正交性，从而有效地抑制 多址干扰，提高系统的性能。文献 6 卜 9 分析了c h i p 均衡器的原理，给出几种自适应的算法并对 其，l 生能进行了比较，文献 1 0 给出了一种简化均衡器运算量的方法，本节将对l m m s e 均衡器进行 公式推导并讨论其自适应算法。 对经过抽头延迟线模型信道的接收信号经过c h i p 速率采样后可以表示为： r ( n ) = s ( _ j ) 吃一 + 叩( ”t ) ( 2 2 3 ) 其中h 。信道复系数。h ，是时变的，但是可以假设它们在很短的时间内是恒定的。刁( ”) 为一个 复数高斯白噪声的采样值。这时每个抽头的延迟时间为1 “( 3 8 4 m ) 。 为了使推导过程中的信号的表示和最后结果的表达式简洁，将采用矩阵和向量来表示( 2 2 3 ) 式。首先定义有关矩阵和向量： ( l + m 一1 ) x m 信道卷积矩阵： 9 东南大学硕士学位论文 i t = 0 玛 00 0o o o oo o0 00 吃一 ooo 0 0 ： 吃一： 一， ( 22 4 ) m 1 接收信号向量： r ( 月) = r ( n ) r ( n - 1 ) r ( h m + 1 ) 1 7 ( 2 2 5 ) ( l + m 1 ) 1 发送信号向量： s ( n ) = s ( n ) s ( n - 1 ) s ( n m l + 2 ) r ( 2 2 6 ) m 1 噪声向量： l l ( n ) = r ( n ) r ( n 一1 ) r ( n m + i ) r( 2 2 7 ) 这里m 为窗口内数据的长度，其实就是后面提到的l m m s e 均衡器的长度，l 为多径信道的径 数。 利用上面定义的三个向量和信道卷积矩阵，式( 2 2 3 ) 可以写成更紧凑的表达形式： r ( n ) = h 1s ( 聆) + t i ( n )( 2 2 8 ) 由于f i r 滤波器具有内在的稳定性，所以通常采用f i r 滤波器来实现均衡器。定义l m m s e 均 衡器的系数为： g = g l9 2 g ( 2 2 9 ) n g - _ y 【n 】通过c h i p 均衡器的输出信号s 。( 柚为： s ( 月) = g r r 【订】( 2 3 0 ) 采用l m m s e 准则，优化均衡器系数g ，使均衡后的信号同发送信号的均方误差最小。即： m i n i 。m i z p e 拈7 ( s m l + 7 7 【 ) s 阿) ( 2 3 1 ) 这里( ) 7 表示转置。6 d 是个向量，它除了第d + i 的位置上值为1 外，其他位置上的值全为0 。 所以，6 ：s 】= s m d ) ，也就是延迟d 个单位时间的发射信号。 根据c d m a 系统信号和噪声的统计特性，可以把信号和噪声简化和近似，对它们作理想化处理， l o 0 珞 t一吃 k o 第二章l m m s e 自适应c h i p 均衡器的性能研究 假设信号s ( ”) 和噪声7 7 ( ) 是独立同分布过程( j i d ) ，即e s ( h ) s “( 行) ) = 口s 2 i e t l ( ) 1 1 ”( h ) ) = o - 2 i ，e s ( n ) l l ( n ) ) = e n ( n ) s ( ”) ) = 0 。那我们可以根据正交 原理或直接对等式( 2 3 i ) 取向量g 的微分，可以解得c h i p 均衡器的最优系数g 距： 岛m 2 ”h + 面1 t t h 6 。 ( 2 3 2 ) 其中s n r ：善为信噪比，i 为m x m 单位阵。 口“ 由l m m s e 均衡器的表达式可以得到，均衡后的输出信号和原来发射信号的均方误差为1 1 2 1 m s e = ”a ：n ( n ”h + 蠢1 ) 1 h ”6 。) ( 2 3 3 ) 显然，均方误差 舔e 是时延参数d 的函数，可以通过选择适当的d 。使m s e 最小： = a r d g 觚n m 婚2a r d g 瓶n 蠢1 6 ：h h ”h + 赤驴1 h ”6 。” ( 2 3 4 ) o v n， = a r gm a x 6 二t i ( n + 赤1 ) - 11 1 h 6 。) 令： d m = n 三n ( n + 赤1 - 1 i h 6 。 3 5 ) 显然，d m 增加m s e 减小，反之依然成立。 由j 。的定义，可以看出，使得均方误差 弧e 最小的d 为矩阵h ( h ”h + 删1 - l 且- i ) 一1 h 坷中最大 对角线元素所对应的位黄。 由于求解矩阵h ( h 胃h + j i l 面1 ) 一1 h ”中最大对角线元素所对应的位置t 需要加大计算量，所 以一般不对d 进行最优化。研究表明时延参数经, f f 优化的l m m s e 均衡器的性能优于参数未经优化 的l m m s e 均衡器，但当信噪比逐步提高时，两者的性能逐渐接近；随着均衡长度的增加，其对参 数d 的敏感性逐渐减弱，如果均衡器长度m 为多径信道径数l 的2 3 倍时，两者性能相差不大f ”l 。 l m m s e 均衡器是追零均衡和r a k e 接收机的折中形式，迫零准则的矩阵表示形式为： hgz f=6d ( 2 3 6 ) 其中矩阵h 是信道卷积矩阵，向量g z f 为迫零均衡器的系数。由这一表达式可以看出，迫零均衡器 本质上是信道的逆滤波器。只是增加了一个延时。 由( 2 3 6 ) 式解得迫零均衡器的系数： g ，= h ”( h h ”) 一6 。 ( 23 7 ) 东南大学硕士学位论文 追零均衡器可以有效抑隹i 码间干扰。和( 2 3 2 ) 式比较可以看出，l m m s e 均衡器系数的公式 中增加了一个与加性白高斯噪声有关的项，所以其在抑制码间干扰的同时不会过多的放大高斯自噪 声，而迫零均衡器却可能放大噪声，所以在低s n r 时，l m m s e 均衡器的性能优于迫零均衡器。两 者都工作在系统的c h i p 级上，所以从计算复杂度来看，l m m s e 均衡器和迫零均衡器相差不大【1 1 1 。 应用矩阵求逆引理，( 2 3 2 ) 式所表示的l m m s e 均衡器的系数可以改写成 ”1 ： g 脚= h 个时钟，也就是说可以在一个c h i p 时间内算好一个值，如果是1 ，2 分数问隔均衡 器，则均衡器长度为1 2 ，两组乘法器本别计算两个采样点上的值，所需时间与整数间隔均衡器相同。 m 四丑互正卫e 田丑丑亚王亚匝四娅 n 广1 曲t a h e 唑ij r r 一 d a t ae n 数据有效作复数乘法运算 厂 r 一 ”。” 乘法运算结果作累加 u 图4 9 均衡模块工作时序 图4 9 是本模块的工作时序图，c l k 是时钟信号，d a t a _ h e a d 是数据头信号，周期为个c h i p 时 间，表示从延迟线读一个新的数据；d a t a _ e n 有效表示数据作复数乘法计算，需要15 个时钟完成工 作；a c ce l l 有效表示把运算结果累加。 7 解扩模块： 本模块对均衡后的数据进行解扩操作，需耍用到扰码和o v s f 码，所以包括个o v s f 码生成 东南大学硕士学位论文 模块和一个扰码生成模块。由于重构导频生成模块也要用到扰码，所以扰码生成模块可以由两个模 块共用。解扩的过程中也需要用到复数乘法，这里与导频重构模块共用一个乘法器，解扩之后的数 据送给后续模块作解夏用和解码处理。 图4 1 0 给出了解扩模块和导频重构模块的工作时序，c l k 是时钟信号，d e s p r e a d e n 是解扩使能 信号，因为均衡器有延时，所以解扩并不是从均衡模块输出的第1 个数据开始的，而是要从延时后 的第1 个数据开始，该信号由定时模块根据均衡器的时延参数生成。从图4 9 看出第0 个时钟时均 衡模块输出的数有效，所以第0 到4 这5 卜时钟用于作解扩处理，d a t ae n 信号表示解扩模块使用乘 法器。c p i c he n 信号表示导频重构模块使用乘法器，由于重构的导频信号要在均衡之前生成，所以 我们使用第8 到1 2 这5 个时钟。 c l k 回习丑丑 田卫丑亚王砸珂 “8 p r e 8 d 二竺 4 a t a _ e n 解扩处理 1 。 - 。一 c p 。h _ 。! 导频重构 图4 1 0 解扩模块工作时序 8 定时模块： 定时模块与主控状态机共同工作，根据c p u 给定的参数生成不同的控制信号和定时启动信号， 触发其它模块的工作与停止。 本节对l m m s e 自适应c h i p 均衡器的硬件设计作出了详细的介绍，c h i p 均衡器在大多数信道情 况下可以大幅度改善误符号率，从而显著提高接收机的总体性能。由以上的分析可以看出，这种均 衡器的计算量与长度成平方关系，运算量主要集中在计算信道矩阵和均衡器系数的增量上，本节讨 论的均衡器最大长度为2 4 ，可以看到在计算信道矩阵和系数迭代增量时即使是简化了运算过程，所 用的时间还是比较多的，刚刚能够满足信道和均衡器系数刷新的速度。如果均衡器的长度扩大为3 2 ， 在现有的工作时钟下，必须成倍增加乘法器的数量，否则就无法及时进行系数迭代。 如果能够提高系统的工作频率，也就是说一个c h i p 时问包含更多的时钟，这样就可以在相同的 时间内作更多的处理，同时由于信道矩阵是一个稀疏矩阵，还可以找出新的计算该矩阵的方法，进 一步减少计算量，从而解决资源与速度的问题。根据前面的讨论，整个l m m s e 自适应c h i p 均衡器 模块需要使用1 3 个乘法器，1 1 块3 2 x 8 b i t 的r a m 和6 块1 6 m b i t 的r a m 。 4 3 混合r a k e 接收机硬件设计 4 3 1 移动台基带接收机 本节将根据第三章对混合r a k e 接收机的分析，讨论这种接收机的硬件结构，给出其模块划分 和时序设计。图4 1 1 是移动台基带接收的简单框图，c p u 通过中断根据地址映射把参数赋值给不同 的寄存器，模数转换模块把射频前端接收到的模拟信号转换成数字信号，然后存入延迟线用于后续 4 4 第四豪c h i p 均衡器及混台r a k e 接收机的硬件设计 处理。在基带接收机内部包括小区搜索，信道估计，r a k e 接收机，解复用，信道译码，d p c h 重 构和系统定时七个大的模块，如果不采用混合r a k e 接收机结构，则没有d p c h 重构模块，r a k e 接收机模块也可以相应简化，下面介绍一下各个模块的作用。 小区搜索模块完成移动台与基站的同步，算出当前小区使用的扰码，初始的捕获位置，粗略估 计出径的位置，并把这些信息报给信道估计和r a k e 接收机模块。 信道估计模块对延迟线内的数据进行扫描，利用扰码和o v s f 码良好的相关 生找出主要径的位 置，根据能量选出最强的几个径，并算出每个径的系数，把这些信息提供给r a k e 接收机模块。 r a k e 接收机模块根据前两个模块提供的信息，对每个径上的数据解扩，并把解扩的结果按最 大比进行合并。如果采用干扰抵消技术的话，该模块内还应该包括导频干扰抵消和d p c h 干扰抵消 两个子模块。 解复用模块对r a k e 合并之后的数据进行解复用和解交织处理，处理的具体步骤由w c d m a 协议指定，在第五章中将会详细介绍。 信道译码模块包括个m a p 解码器和一个t u r b o 解码器，这两个解码器可以提供每个符号的 软信息，用于重构专用信道的数据。 d p c h 重构模块利用解码器的输出结果，按照协议指定的复用流程重新生成出专用信道上的数 据，提供给r a k e 接收机作干扰抵消处理。 系统定日寸模块根据参数生成每个模块所需的定时信号和控制信号，触发各个模块的工作与停止。 图4 1 1 移动台基带接收机简图 4 3 2 混合r a k e 接收机的总体结构 图4 1 2 是混合r a k e 接收机模块的总体结构图，该接收机由c p u 接口，主控状态机，专用信 道重构，导频重构，多径合并与解扩，定时等六个模块组成，下面分别对每个模块进行介绍。 4 5 东南大学硕上学位论文 图4 1 2 混合r a k e 接收机总体结构图 4 3 3 混合r a k e 接收机的子模块介绍 1 c p u 接口模块：