（电力系统及其自动化专业论文）三电平逆变器供电异步电机svpwm控制策略的研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i 页 a b s t r a c t m u l t i l e v e li n v e r t e r sa r ev e r ys u i t a b l ef o rh i g h - v o l t a g ea n dh i g h - p o w e rc o n v e r s i o n a p p l i c a t i o n s ，f o rt h e yh a v et h ea d v a n t a g e ss u c ha sl o wv o l t a g es t r e s s e sf o rp o w e r d e v i c e sa n da b s e n c eo fv o l t a g ee v e n l l e s $ o fp o w e rd e v i c e sc o m p a r e dw i t ht h e t o p o l o g yo fs e r i e sc o n n e c t i o n a n dt h es p a c ev o l t a g ev e c t o rc o n t r o lo fi n d u c t i o n m o t o r sh a sb e e nw i d e l yu s e di nr e c e n ty e a r sb e c a u s eo fi t ss i m p l em e t h o d sa n dh i g h s t a b l e t r a n s i e n tp e r f o r m a n c e t h i st h e t i sc o m p r e h e n s i v e l yd e s c r i b e st h ed e v e l o p m e n tf u t u r ea n dt h ep r e s e n t d e v e l o p m e n te o n d i t i n no fm u l t i l e v e li n v e r t e r a n dt h e np r e s e n tt h ed e v e l o p m e n to f s p a c ev o l t a g ev e c t o rc o n t r o la l g o r i t h m sf o ri n d u c t i o nm o t o r sf e db yt h r e e - l e v e l d i o d e - c l a m p e di n v e r t e r ( n e u t r a l - p o i n tc l a m p e d , n p c i o nt h eb a s i so ft h e o r yo fv e c t o rc o n t r o lt h i st h e s i ss y s t e m e t i c l ya n a l y s e st h e i n h e r e n tp r o p e r t yo ft h r e e - l e v e li n n e rv e t o l $ a n dt h e ni n 仃o d u c et h ea p p l i c a t i o no f u n i f i e dv o l t a g em o d u l a t i o nt h e c l m i q u ei nt w o - l e v e li n v e r t e r a f t e rt h ea p p l i c a t i o no f t h et h e c h n i q u ei nt w o l e v e li n v e r t e ri st r a n s l a t e di n t oi nt h r e e - l e v e li n v e r t e r s v p w m a l g o r i t h mo ft h r e e l e v e li n v e r t e ri se d u c e d b a s e do ht h ea l g o r i t h m , an e u t r a lp o i n t b a l a n c i n ga n dn a l - f o wp u l s ee l i m i n a t i o na l g o r i t h mw i t hd e a dt i m ec o m p e n s a t i o ni s p r o p o s e d f i n a l l y , t h i s t h e s i ss i m u l a t e s a l g o r i t h mp r o p o s e d w i t hm a t l a b t m s 3 2 0 l f 2 8 1 2 d s pi sc h o o s e da 8t h em a i nc o n t r o l l e rt o c o m p l e t es y s t e m s o t t w a r e w i t ht h ea l g o r i t h m , w a v e f o r m , w h i c hv e r i f yt h ep r o p o s e da l g o r i t h m , w a s a c h i e v e d0 1 1t h r e e - l e v e li a v e r t e r k e yg o r d s ：t h r e e - l e v e li n v e r t e r ；, s p a c ev o l t a g ev e c t o r ； i n d u c t i o nm o t o 墙；n a l t o w p u l s e ； 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 第1 章绪论 1 1 研究背景和意义 近年来，大功率电力电子变流技术发展迅速。在交流电机驱动领域，大容 量的高压变频调速技术得到了普遍的应用。高压电动机利用高压变频器可以实 现无级调速，满足生产工艺过程对电动机调速控制的要求，以提高产品的产量 和质量，又可以大幅度地节约能源，降低成本。 我国有大量的功率传动机械，如大功率风机、泵类负载是工业生产中应用 最为广泛的通用机械设备，年耗电量约占工业总耗电量的5 0 。由于缺少简单 可靠、性价适中的高压调速装置，过去一般采用挡板( 或阀门) 进行风量( 或 流量) 调节，电动机直接恒速拖动，装置裕量较大，运行时负荷率低，能源浪 费严重。若采用调速传动，通过改变转速来调节流量和压力，可以节约大量的 电能。据统计，平均节电率一般为3 0 6 8 。风机、泵类负载用高压变频器 占高压变频市场的7 5 ，调速性能要求较低，节能效果又非常显著，因而成为 不少厂家抢占市场的首选领域。 对风机、泵类设备通过变频调速来调节流量或压力实现节能，在低压范围 内得到了广泛的应用。但在高压大功率范围内由于技术和成本的原因，应用受 到了很大的限制。近年来随着电力电子技术及功率器件在高电压、大电流、高 频率、模块化、集成化等方面水平的提高，高压变频器技术日趋成熟，应用也 越来越广泛，成为国内外交流调速领域的研究热点之一。世界上著名的电气公 司在高压调速领域展开激烈的竞争。 高压变频器不像低压变频器一样具有成熟统一的拓扑结构，而是受限于功 率器件的耐压，出现了多种拓扑结构。早期的高压电动机变频方案采用低压变 频器和输入输出变压器组成的“中一低一中”方案；近年来流行的方案都取消了 输出变压器，变频器直接输出高压，这种方法一般采用两种途径实现，一种是 采用多电平结构；另一种是采用器件串联的方法，电路结构仍采用普遍三相桥 式逆变器，其产品主要是g t o 或s g c t 构成的电流源变频器。 按照国际惯例和我国相关国标，当供电电压大于1 0 k v 时称高压，小于或等 于1 0 k v 时称低压，用于驱动电动机的中、大容量变频器相应称作高压变频器。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 在国内电工界工程技术人员将其与低压3 8 0 1 对比，习惯上称为高压变频器。在 功率方面，我国一般以2 0 0 k w 为分界线，2 0 0 k w 以下是低压3 8 0 v 或6 9 0 v ， 2 0 0 k w 以上是高压3 k v 、6 k v 和1 0 k v 。 我国高性能、高可靠的高压变频器市场潜力巨大，应用前景十分广阔，目 前国内在高压变频调速领域展开了积极的研究。尽快推出新一代高性能高压变 频器，对提高我国大容量高压电机调速水平，提高产品的产量和质量，大幅度 降低能耗，节约能源、治理环境污染等方面具有非常重要的经济效益和社会效 益。 1 2 多电平逆变器发展概况简介 近年来，多电平逆变器在高压大功率场合的应用受到越来越多的关注，各 种电路拓扑结构及控制方法纷纷被提出和研究。所谓的多电平逆变器( m u l t i l e v e l i n v e r t e r ) ，其每相桥臂上有4 个或更多的电力半导体器件，通过对直流侧的分压和 开关动作的不同组合，实现多电平阶梯波电压的输出，从而使波形更加正弦化。 其拓扑结构种类较多，大致可以分为：二极管钳位型、飞跃电容型和独立直流电 源级联型三种拓扑结构，其中二极管钳位型多电平拓扑结构应用最为广泛。它 能够有效地提高换流系统的耐压、降低输出电压谐波和开关损耗，在电力系统 的大功率应用中受到普遍的关注。 中点钳位p w m 逆变器( n e u t r a l p o i n t c l a m p e dp w mi n v e r t e r ) 由n a b 卵等人 在1 9 8 1 年提出，而多电平逆变器便是在这一基础之上发展起来的，其后在高压 大功率变频调速器方面得到了广泛的应用。尽管n a b a e 未明确提出多电平逆变 器的概念，但该逆变器本身就是二极管钳位型三电平逆变器( 见图1 - 1 ) 的雏形。 多电平逆变器作为一种新型的逆变器类型，其产生的背景是为了克服传统 逆变器较高的咖d t 、讲函所引起的开关应力等缺点，出发点是通过对主电路 拓扑结构的改进，使所有功率器件工作在基频以下，达到减小开关应力，改善 输出波形的目的，但因多电平电路所需的功率器件较多，所以从提高性能比角 度来讲，它更适合于大功率场合。尤其是八十年代以来，以g t o 、i g b t 为代 表的第三代电力电子器件以及以d s p 为代表的智能控制芯片的迅速普及，为这 种新型多电平变换器的研究和实际应用提供了必要的物质基础。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 砷mn m n c 1 = 一。们舟。，吆舟舟 一 = 0 埒m 1 3 督m 督 眨= 图1 - 1n p c - p w m 逆变器 基于电压型的多电平逆变电路，特别是三电平逆变电路已进入实用化阶段， 对其进行研究和分析很有实际意义。一般认为多电平逆变器是建立在三电平逆 变器的基础上，按照类似的拓扑结构拓展而成的。电平数越多，所得到的电平 台阶越多，从而越接近正弦波，谐波成分越少。但这种理论上可实现n 电平的 多电平逆变器，在实际应用中由于受到硬件条件和控制复杂性的制约，通常在 追求性能指标的前提下，并不追求过多的电平数，而以三电平最为实际。国外 也有对七电平及更高电平的研究，但都还不成熟，仍处于理论研究阶段。 目前三电平逆变器的主要控制方法有消谐波p w m 法n 】网、开关频率最优 p w m 法【4 】【6 1 和空间矢量p w m 澍l 】【2 】【3 】。在这些方法中，空间电压矢量法是应 用较为广泛的一种，其优越性表现在：在大范围的调制比内有很好的性能，无需 其它控制方法所需的大量角度数据，母线电压利用率高等。控制方法的研究是 三电平逆变器研究的一个热点问题，此研究的侧重点是在实现高的控制性能的 同时，如何简化控制的复杂性及克服中点电压不平衡问题。中点电压平衡问题 是多电平逆变器中需要重视的问题，这个问题是由于电路结构的原因引起的， 中点电压不平衡会导致输出电压的畸变，必须加以抑制。 三电平逆变技术在国外已逐步进入实用阶段，但国内还处于萌芽状态，有 大量的工作需国内研究者去做，且市场需求旺盛。随着新型电力电子器件及d s p 智能控制芯片的迅速普及，这一技术必将在大功率应用场合大显身手。i o t a s 和高压i g b t 等新型器件近来的发展使p w m 逆变器在工业及牵引应用中成本 降低的同时性能也得到改善。传统直流电流源供电及直流电压源供电g t o 逆变 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 器正逐渐被使用i g c t s 和i g b t 的两电平或三电平p w m 逆变器所取代【3 1 ，随着 减少电磁和噪声等环境标准的提高【4 】，三电平逆变器方案必将得到广泛的应用。 1 3 空间电压矢量控制方法简介 空间电压矢量( s p a g ev c t o r p w m ) 法和载波调制等方法不同，它是从电动 机的角度出发，着眼于如何使电机获得幅值恒定的圆形磁场，即正弦磁通。它 以三相对称正弦电压供电时交流电动机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的 开关模式历产生的实际磁通去逼近基准圆形磁通，由它们比较的结果决定逆变 器的开关，形成p w m 波形。由于它把逆变器和电机看成一个整体来处理，所 得的模型简单，便于微机实时控制，并且具有转矩脉动小，噪声低，电压利用 率高的优点，因此目前无论在开环控制系统还是闭环控制系统均得到广泛应用。 空间电压矢量p w m 控制技术最初应用于直接转矩控制系统，现代的矢量 控制系统也多采用这种控制方式。矢量控制技术的发展对电力电子和交流调速 都带来巨大的冲击，自1 9 5 7 年美国通用电气( g e ) 公司始创s c r 以来，以s c r 整流器为电源的直流传动方式非常普及，可是直流调速存在电机容量、最高转 速受限、换相器、电刷维护不便等缺点，人们期望着一种能够弥补上述缺点的 新型交流调速方案。1 9 7 0 年前后，变频调速发展很快，并进入实用化阶段。最 初的变频调速是用开环u 行恒定控制，后来增加了电流环，称它为转差频率控 制，改善了性能并已实用化，但系统只能根据从稳态公式推导出的平均值进行 控制，完全不考虑过渡过程。在此背景下人们一直在努力探索更新的交流调速 控制方案。 矢量控制就是在这样的背景下产生的，它通过坐标变换，把交流电机的定 予电流分解成励磁分量和转矩分量，分别用来控制磁通和转矩，将交流电机等 效为直流电机进行控制。空间电压矢量控制技术随着矢量控制的发展逐步得到 了完善。矢量控制在大中容量交流传动中初次实际应用始于1 9 7 9 年，但只在系 统的一部分采用微机控制，产品化过程中最大的难题还是控制电路的研制。由 于控制理论的发展及d s p 的应用，经过多年的努力，矢量控制装置的实用性和 可靠性都达到了满意的效果p 】。 三电平逆变器控制系统的交流量测量及坐标变换与常规两电平逆变器是一 样的，区别主要在于空间电压矢量调制( s w w m ) 算法上。该算法首先介绍了统 一电压调制法【6 】在两电平中的应用，然后将三电平问题转化为两电平问题，最 后得到每相开关的切换时刻。三电平逆变器的s v 】，w m 算法是本课题设计的核 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 心，在此基础上提出了解决中点电压平衡、死区补偿及窄脉冲消除的方法。 异步电机输入三相正弦电压的最终目的是在空间产生圆形的旋转磁场，从 而产生恒定的电磁转矩。三电平逆变器中采用空间电压矢量调制的任务就是按 照跟踪圆形磁场来控制p w m 电压，其效果一定比s p w m 方法及电流跟踪控制 更好。 1 4 本文研究的目的和主要内容 传统的两电平逆变器在高雅、大功率场合往往需要开关管承受很高的电压， 如果采用高频逆变，还会导致很高的电压应力，开关管的损耗也很大，但是如 果频率太低，输出波形的质量又会很差。而多电平逆变器通过自身拓扑结构的 改变增加了输出电平数，从而提高了输出电压并且降低了输出波形的谐波含量。 虽然理论上多电平逆变器输出的电平数越多越好，但是实际中如果电平数超过 了三将会遇到许多困难，如硬件电路过于复杂；如何保持直流侧电容电压的平 衡等。因此本文以二极管筘位型三电平逆变器作为研究对象，主要内容如下： 1 对多电平逆变器的发展状况进行了综合论述，将三电平逆变器和两电平逆 变器傲了简单的比较，突显了本课题的重要意义。 2 简单介绍了两电平空间电压矢量的基本原理，并在此基础之上，对三电 平逆变系统进行了细致而深入的分析。系统的分析了三电平内部各种矢量的固 有属性，并对矢量系统进行分类； 3 介绍了统一电压调制方法在两电平中的应用。然后将三电平问题转化为 两电平问题，最后徭到每相开关的切换时刻。分析了中点电压、死区及窄脉冲 的影响及解决方法，并给出其具体实现过程。 4 通过m a t l a b 仿真软件对本文提出的算法和相应的中点平衡、死区补 偿及窄脉冲消除得效果进行仿真验证，并对结果进行详细的分析。 5 完成系统硬件路的设计与实现，采用n 公司的t m s 3 2 0 l f 2 8 1 2 数字信 号处理器作为主控制器，完成软件编写，最后在系统开环状态下进行实验验证。 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 第2 章矢量控制理论基础 2 1 矢量控制理论 交流电机调速系统的矢量变换控制技术是2 0 世纪7 0 年代开始迅速发展起 来的一种新型控制思想。它通过将定子电流分解成相互独立的励磁电流和转矩 电流，从而使交流电动机在很大程度上类似于直流电动机，大大简化了控制的 难度，并获得了较好的控制效果。使得这种控制方法成为交流电机获得理想调 速性能的重要途径。 2 1 ，1 矢量控制思想 任何一个电气传动系统在运行中都要服从基本的机电规律转矩平衡方 程式： t一：jda,(2-1) 。 出 可以看出，整个系统动态性能的控制反映在转子角速度幽触的控制上，实质 上是对系统动态转矩( t - t l ) 的控制。在负载转矩死的变化规律已知条件下， 也就是对电机电磁转矩r 的瞬时控制。 直流电机是一种控制性能优越的调速电机，这与它的被控制变量形式有密 切关系。当不考虑磁路的饱和效应和电枢反应、电刷置于磁极的几何中性线上 时，通过换向器的机械整流作用，可使励磁磁通圣与电枢电流所产生的电枢 磁势尼在空间总是保持互相垂直。此时，直流电机产生的电磁转矩最大，可以 表示成： t = c ：a , i o ( 2 - 2 ) 由于励磁磁通与电枢磁势方向相互垂直，两者互不影响，励磁绕组与电枢 绕组又相互独立，故有可能分别调节励磁电流与电枢电流，实现对电磁转矩丁 的独立控制。特别是当保持磁通恒定时，转矩与电枢电流成一单值对应关系， 从而可以通过对电抠电流的控制实现对转矩的控制。此外，直流电机被控制变 量是励磁电流豇及电枢电流i a ，他们都是只有大小及正负极性变化的标量。标量 控制系统比较简单，实现方便，典型的就是双闭环控制系统。 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 对于变频调速的交流电机来说情况就复杂得多。就异步电机而言，其电磁 转矩可表达为 t = c , 中i 2 c o s2 ( 2 - 3 ) 由于气隙磁通圣由激磁电流l = 五+ 产生，使它不仅决定于定子电流五，而 且与转子电流五有关。中，不是两个独立变量，它们和转子功率因数c o s v f ，一 起都是转差率s 的函数，无法直接分开进行单独控制。另外，气隙磁通。及转 子有功电流c o s l f ，实际上都是通过定予绕组提供的，相当于两个变量处于同 一个控制回路之中，因而在控制过程中激磁磁通和转子有功电流间的变化会相 互影响，容易造成动态响应时间加长或系统振荡，因而在动态过程中要准确地 控制转矩就显得比较困难。再从被控制量的特征来看，定子电流是周期性变化 的时间矢量，气隙磁通是旋转的空间矢量，矢量有大小及相位的问题，要比标 量难于控制。这也表明，如果要提高异步电机的控制性能，必须实现被控制变 量从矢量向标量的转化。因此矢量变换控制就是将交流电机模拟成直流电机来 控制，在确保空间产生同样大小、同样转速、转向的旋转磁场条件下，将受控 交流矢量通过三相静止轴系a 8 c j 两相静止轴系筇j 两相同步旋转轴系d - q 的坐标变换，在d - q 坐标下将定子电流矢量分解成为按转子磁场定向的2 个直 流分量，岛l ，并对其分别加以控制。控制相当于控制磁通，而控制1 则相 当于控制转矩，这样便将交流电机多变量强耦合的非线性系统进行了解耦控制， 实现像直流电机那样的控制方式及效果1 7 l 。 2 1 2 坐标变换理论 上述矢量变换控制的基本过程可以用图2 1 的三相静止坐标系到两相静止 坐标系( 3 s 2 s 变换) 和图2 - 2 两相静止坐标系到两相旋转坐标系( 2 s 2 r 变换) 来说明。 1 a b c 坐标系至。猡坐标系的变换( 3 s 2 s 变换或c l a r k e 变换) 参考电压矢量与相电压的关系如图2 - 1 所示。设与参考电压相对应的三相 电压为u ，砺，u c ，由p a r k 矢量定义： 矿：昙+ e 1 2 x 3 阮+ e j 4 n u c ) 3 、 ( 2 - 4 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 釉：圪= 詈c = 氅 = 詈哔一争 曰、 ( 2 - 5 ) j 矿 l舻d 。 o 图2 - 13 s 2 s 坐标变换 图2 - 22 r 2 s 坐标变换 由以上三式可以得到： 蹦2 3 葶辋 刚：1 ：。引0 | ； ， 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 i c o s e 铆纠 变换公式为： _ = 黝 反旋转变换如下： 州c 。o 缸s 口8 - 叫, 证o l l r v 列 变换公式为： = 瞄- 删s i n o 213 导弗由劫相粒堂模型 异步电动机的数学模型是个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，在研究 异步电动机的多变量数学模型时，通常做如下假设： 三相绕组对称，忽略空间谐波； 忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是线性的； 忽略铁芯损耗； 在恒转矩负载下，三相异步电动机的多变量数学模型可用如下矢量方程表 示： u ：m i + l a i + 兰f ( 2 1 2 ) d l己8 其中：u 定、转子相电压，工定、转子漏感，转子角速度，i 定、转 子电流，口一转子和定子问的夹角。 用等效电路表示则有下面的通用等效图，如图2 3 所示。 幻 ” m 1 q q 协 泣 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 图2 - 3 异步电动机等效电路图 由于各变量之间的强耦合性，要分析和求解非线性方程组是非常困难的， 所以通常需要采用坐标变换的方法加以改造，使数学模型简化成比较简单的等 效的直流电动机数学模型。为保持总电动势、功率保持不变，这里采用前面介 绍的坐标变换进行。 我们可根据上面式( 2 5 ) 到( 2 7 ) 的推导，就可以得到异步电动机在不同 坐标系下的数学模型。 1 、异步电动机在两相( 口一口) 静止坐标系上的模型： 蚝 z l p i n a 2 甜一2 墨+ 厶p o l p - ( o l m o 马+ t p c o l 厶p l p o 是+ p c o l r o 厶p c o l , r + p - 0 1 k 2 0 2 ( 2 1 3 ) 转矩方程式： z = 疗p 厶，( 知l l 。a 2 一屯l 2 ) ( 2 1 4 ) 2 、异步电动机在两相( d - q ) 旋转坐标系上的模型： u d l u q l u d 2 u q 2 k + l t p一工il 。p q 厶墨+ 厶pq k l m p一s l 。+ l r p l l 。l 。pl l r 转矩方程式为： 一q k l 。p q 恐+ p b i 0 k 2 0 2 ( 2 1 5 ) 互= 厶心l 2 一l 2 ) ( 2 1 6 ) 其中设定坐标系d q 以同步转速嵋旋转，且规定d 轴沿着总磁链矢量的方向， 即有： 西南交通大学硕士研究生学位论文第”页 = 2 = 厶l + 屯2 ( 2 - 1 7 ) 上面几式中：墨- 定子电阻；恐- 转子电阻；乙- 互感；、- 定、转子每相绕 组的等效自感；电机旋转电角频率；q - d q 坐标系同步转速； c o , 转差频率q = q - ( o ；，- 转动惯量；z 电机转矩；z 一负载转矩；p - 微分因 子。、白一定子电流；：、：一转子电流。 2 1 4 矢量控制基本方程 式( 2 1 5 ) 给出了异步电机在同步旋转坐标系上的数学模型。对于鼠笼型 转子电机，转子短路，则有心：= ：= o ，数学模型中的电压矩阵方程是可简化 为： “棚 j 0 o 墨+ 厶pq 厶p - l q q 丘墨+ 上i pq 厶l p 厶p 0 是+ c p 0 q k 0 q l r雹o 又由于转子磁通的方向与d 轴正方向一直，即= i a ：，：= o 则 o o y 2 o 0 0 k0 0 乙 厶0 0 厶 0 0l 转矩方程式：瓦= 甩，鲁。y z k 1 0 2 0 2 ( 2 1 8 ) ( 2 1 9 ) ( 2 2 0 ) 在矢量控制系统中，被控制量是定子电流，因此，必须从数学模型中找出定子 电流的两个分量与其它物理量的关系由式( 2 1 8 ) 得： o = p ( 乙1 + 屯2 ) + r 2 = p ，2 + 恐2 ( 2 2 1 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第12 页 则如一p j _ 。a _ z ( 2 2 2 ) 如 将式( 2 2 2 ) 代入式( 2 - 1 9 ) ，解出0 得：t2p_+一l(2-23) 或。互l p m + l i 4 1 ( 2 - 2 4 ) 其中互= 上2 垦，为转子励磁时间常数。 式( 2 2 4 ) 表明转子磁链仅由产生，而与和转子电流无关，故称 为定子电流的励磁分量。但是因为存在转子励磁时间常数五，定子电流励磁分 量，变化时，转子磁链y ：的变化会存在延时。当y ：达到稳态时，p = o ，故 ：- - 0 ，。= 厶，即y ：的稳态值由“唯一决定。 再看式( 2 - 2 0 ) 转矩方程式，可以认为是定子电流的转矩分量。当不 变时，即不变时，如果变化，转矩z 立即随之成正比的变化，没有任何滞 后。 从电机基本方程式( 2 1 8 ) 的第四行可以求得： 哆( l + 屯2 ) + 疋2 = 鸭+ 恐岛2 = 0 ( 2 - 2 5 ) 结合式( 2 1 9 ) 并考虑互= 厶垦，可得 c o , - - - 尝z 。焘o q 乏6 以上即为矢量控制的基本原理和控制方程式。总而言之，由于d q 坐标按转 子磁场定向，在定子电流的两个分量之间实现了解耦，唯一决定磁链， 则只影响转矩，与直流电机中的励磁电流和电枢电流相对应，大大简化了交流 异步电机的控制问题。 2 1 5 转子磁场的定向 磁场定向控制能够达到对异步电机的转矩和磁场的快速响应和完全的解耦 控制。为了得到这样的完全解耦控制，磁场定向控制算法需要得到一个准确的 相对于静止定子坐标系旋转的转子磁通位置角。只有得到这个准确的位置角变 量，才可能实现定子电流的力矩分量和励磁分量完全解祸，通过独立的调节力 矩分量和励磁分量来控制异步电机的转矩和励磁，才可能得到想直流电机那样 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 3 页 可以独立控制转矩和磁场的性能。根据控制方案中是否进行转子磁链的反馈控 制机器测量或观测，直接磁场定向控制和间接磁场定向控制两种。间接磁场定 向控制由于不需要安装复杂的磁通传感器，因此间接磁场定向控制现在已经成 为高性能异步电机控制的通用方法。 间接磁场定向控制又被称为转差矢量控制，其基本结构图如下图2 - 4 所示： 间接矢量控制本身不直接检测或计算转子磁通的位置，而是通过计算转差频率 来间接得到转子磁通的位置角。如图所示的问接矢量控制工作原理为：采样定 子两相电流，通过a b c d q 变换，得到定子旋转d q 坐标系的量。由力矩分量给定 i = 和励磁分量给定e 经过转差计算环节得到转差频率，加上转子频率后积分得到 转子磁链的位置角，作为下次旋转变换的变换角。采样获得电机实际转速进行 速度环调节，得到定子电流的力矩分量给定值。把转子转速送入弱磁单位得到 定子电流的励磁分量给定值。分别与实际采样值比较后得到d q 坐标系的电压分 量，再接着进行反旋转变换，得到叩坐标系的电压分量，最后送入空间电压矢 量p w m 单元，进行脉宽调制。 图2 4 间接矢量控制系统框图 2 1 6 定子电压的解耦 电压源逆变器供电的转子磁场定向控制系统必然要用到定子电压方程，通 过控制定子端电压，来间接控制定子电流。但是，在矢量控制中要求能够独立 控制定子电流励磁分量和转矩分量，因此，需要对定子电压方程进行解耦，即 要找出单独控制定子电流两个分量的电压控制方法。 d q 轴系内定、转子线圈的磁链方程如下 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 4 页 l2 l2 22 2 2 ( 2 2 7 ) 根据电压方程式( 2 1 5 ) 和磁链方程式( 2 2 7 ) ，可将电压方程写成另一形 式，即 u d l = 墨1 + p y d l o ) l y q l l = r l t q l + p l + w , v d l 0 = 恐2 + p i f ，d 2 一嗥2 0 = 如2 + p 2 + q 2 ( 2 2 8 ) 由式( 2 - 2 7 ) 和式( 2 2 8 ) ，可得用定子电流和转子磁链d q 坐标分量表示的 定子电压方程 - 电竹驯每批z q ( 鸭”每z ) 协z 9 ， 吣( 枷训”每p 2 + c o , ( a l a 砖： 协，。， 式协去 由式( 2 2 9 ) 、( 2 3 0 ) 可以看出定子电压1 和玑l 不是互相独立的，两个 方程的最后一项是耦合项，因此不能简单地通过控制。和以。来单独控制定子 电流的两个分量“和。为此必须对电压方程进行解耦。这里解耦的含义是指 确定单独控制定子电流分量的电压控制方法。 为了进行电压解耦控制，可定义两个新的电压玩，和配，该电压变量是相 互独立的并仅与本轴电流有关，即 以，= ( 墨+ 仃丘p ) 。 ( 2 3 1 ) 卜 + + 勘勘绍“l 厶 西南交通大学硕士研究生学位论文第15 页 玩。= ( 蜀+ 吐p ) ( 2 3 2 ) 通常，控制系统中电流两个分量都以指令值l ：，、东给出，则新变量的电压 方程为： 阮= ( 日+ 鸭p ) 矗 ( 2 3 3 ) = 化+ 比p ) ( 2 - 3 4 ) 在磁场定向控制系统中，须满足：= o ，矿d 2 ，将此约束及式( 2 - 3 3 ) 和式 ( 2 3 4 ) 代入式( 2 2 9 ) 和式( 2 3 0 ) ，则电压新变量方程为 u d “, = - 一每p g g + c o , 鸭 协s s ， 畴咄一q ( 乏 + 仃 协s 6 ， 以上两式即为满足磁场定向约束的电压解耦方程。如果将电机实际参数代 入此方程，即可求出应输入d q 轴系的定子电压。、，。反之，若将以，和。 作为控制电压，则电机一定能满足磁场定向约束。这样，通过定子电压控制， 实际上就是使用两个电流分量为磊、l “q l 的电流控制，达到电压解耦控制的目的 2 2 两电平空间电压矢量基本原理 s v p w m 源于交流电机变频传动控制的电压空间矢量p w m 控制技术，现在己被 应用于电压型三相逆变器的控制当中。下面先简单介绍一下两电平s v p 矾a 调制 原理。图2 5 是两电平三相桥式逆变器的主电路拓扑图，图2 - 6 是两电平三相 逆交器的空间电压矢量图。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 6 页 u d 2 c 1 2 c 2 匕 i l l 【0 1 i 巧 f 1oo 】 图2 5两电平三相逆变器图2 - 6两电平三相逆变器空间电压矢量 三相桥式逆变器由a 、b 、c 三相桥臂组成，图中定义p 点电位为玑，q 点 电位为0 ，每相桥臂的上下两个开关器件的驱动信号都是互补的。当t 1 导通、 t 4 截止时，u a q - - 虬；当t 4 导通、t 1 截止时，u a q = 0 。如果引入a 、b 、c 三相 桥臂的开关变量、岛、并做如下定义： l u a e = u a e = s b 其中盛，岛，s 卸，1 ( 2 3 7 ) 【u c q - - & 由p a r k 矢量的定义可知。 矿= 委( + e j 2 州3 l 幻+ 一4 z 3 l ，田) = 詈 + ( - 三+ j y 3 ) u 。+ ( 一j 1 一j t 3 ) v , 】 ( 2 3 8 ) = _ u - d 【( 2 一岛一s d + 歹j ( 一i 殳) 】 当= l ，岛= & = o 时，代入公式( 2 3 8 ) z o i ：瓦= 要么o 。 当；= 1 ，= o 时，代入公式( 2 3 8 ) 得到：巧= 妻么6 0 。 同理，其他矢量的大小和方向均可以由式( 2 3 8 ) 推出。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 7 页 2 3 三电平逆变器空间电压矢量分析 7 啼m 一n t t l ： 一一们舟r 舟r 舟 三 ：= 盱瞥硒 筠。筠。筠 图2 7三电平逆变器主电路 三电乎逆变器的主电路见图2 7 。图中三电平逆变器每相桥臂由4 个开关 器件z l 、巧：、z 4 ( f = 1 ，2 ，3 ) 串联而成，王：、z 3 与两个箝位二极管d j l 、皿：一 起将输出端电位钳到中点电位。直流侧有两个完全相同的电容串联，若直流电 压为y 矗，则每个电容上电压应为2 。据三电平逆变器主电路结构可得出一 相桥臂上输出豹三种状态：p 状态，输出电压o = + k 。2 ( 五，t ：导通) ；0 状 态，= o ( 易，导通) ；n 状态，= 一2 ( 死，t f 4 导通) 。如表2 - 1 所示。 表2 - 1三电平逆变器开关状态与终端电压 开关状态 l 开关 终端电压 i 标识 t x lt x 2t x 3 t x 4 po n 0 n o f f o f f v d c 2 oo f fo n 0 no f f 0 no f fo f fo no n 一c 2 各相桥臂上开关器件的驱动原则如下：对应于u 、以各相的三种状态， 为了保证各相每次输出状态变化过程中动作的开关器件最少，应保证该相电位 不能在+ 2 和一2 两种电平之间直接变化，而是通过中性点电位进行过 渡，其通态特点为：每一相总是相邻的两个开关器件导通，其它两个器件关断， 从而得到不同开关状态组合及相应的输出电压；五与毛不能同时导通，它们是 逻辑非的关系，同理正，与死也是逻辑非的关系。表2 _ 2 给出了【，相电位发生变 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 8 页 化时，功率开关器件的工作状态。在设计时，无论采用何种方式生成p w m ，其硬 件及软件设计应遵循表2 2 规律。 表2 - 2 三电平逆变器u 相开关状态 u 相状态 变换前功率器件状态变换后功率器件状态 变化 d 斗p o f fo no no f fo no no f fo f f p 斗d o n o no f fo f f o f f o no no f f 0 斗 o f fo no no f fo f fo f fo n o n 斗do f fo f fo no no f fo no no f f 三电平逆变器与两电平逆变器在s v p w m 调制的本质上是一致的。三相三电 平逆变电路的每一相可输出p 、0 、n 三种状态a 引入开关变量昂、昂、品将 各相电压表示为： = 品2f 1 ，第x 相输出电平p 巧= 昂2其中疋= 0 ，第x 相输出电平0 ( 2 - 3 9 ) = 品2i - 1 ，第x 相输出电平n 则空间电压矢量的表达式变为： 矿= 委( + e j 2 x 1 3 v v + e j “”) ：车( 岛+ 一z “品+ 一一，品) ( 2 4 0 ) = 等 ( 2 品一昂一品) + ，压( 昂一昂) ol o 根据式( 2 4 0 ) 可以获得所有空间电压矢量的表达式，以三娑对其进行归一化 处理后并在d q 静止坐标系上做投影，所得各个分量如表2 3 至2 6 所示。 表2 - 3 零矢量在坐标系下的分量 零矢量 s u s vs _ 11100 o0o0o l一1一l00 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 9 页 表2 4 小矢量在d 一日坐标系下的分量 小矢量 s us ys f屹圪 1oo 巧 1 2o o一11 l1o 匕 1 4压4 oo一1 o1o 巧 1 4压4 一1o一1 o1l 圪 一l 20 一1o0 0 0 1 k1 4 小| 110 10l 圪1 4 巧| 4 o一1o 表2 - 5 中矢量在d g 坐标系下的分量 中矢量 s us vs k1o一1 3 4压4 圪 0110压2 k ll0七| 4 矗| 4 一1ol- 3 | 4 3 4 k 。 o一11 03 2 k ： 11o 3 | 4叫3 4 表2 喝大矢量在d g 坐标系下的分量 大矢量 s us ys r屹_ 1一l一11o k 。 111 1 2压2 k ， 一1111 2 压2 巧。 一11110 k ， 一11 11 2 撕2 巧。 1一ll1 2 一3 2 由以上各表可以看到，三电平逆变器共有2 7 种空间电压矢量，为叙述方便， 依据矢量模的不同将整个矢量系统分为零矢量、小矢量、中矢量和大矢量四种。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 0 页 在d - q 平面上所有空间电压矢量如图2 8 所示。 图2 - 8 三电平逆变器电压矢量图 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 1 页 第3 章三电平空间电压矢量的算法 3 1 三电平空间电压矢量p w m 主算法原理 3 1 1 统一电压调制技术 任何p 哪方法的主要任务都是决定有效电压矢量在开关周期内的开关作用 时间t 。( 有效时间) ，以保证开关周期内的伏秒平衡。有效时间作为一个自由度， 可以放置在一个开关周期的任意位置。虽然开关周期内有效时间位置不影响有 用功的输出，但它却对p w m 的调制性能起着至关重要的作用。以其电压利用率高、 输出电压畸变率低、开关损耗小等显著特点，空间矢量调制技术得到广泛应用。 然而，为了产生实际开关模式，必须根据参考电压矢量的位置预先确定两个最 近的有效电压矢量。然后，重新组合这些有效矢量来产生实际开关时间。因此， 从具体实现的角度来看，传统的s v p w m 方法是十分复杂的。 采用有效电压矢量的概念，实际开关时间可以通过有效时间的重定位算法 的简单形式直接推导出来，而不需要扇区辨识、有效时间计算和重新组合的过 程。更重要的是，利用有效时间可以放置在采样周期的任意位置这一自由度， 无须修改硬件就可以方便实现不同的p w m 方法删。这种统一电压调制的原理简述 如下： 如图3 - 1 所示，基于对称规则采样的方法，在t | 内有效电压输出的时间为 t 慨t ( 有效时间) ，对三相a 、b 、c 分别定义一个假想时间乙、瓦、毛，圪、 珞、圪为参考电压y 的三相分量。根据图3 一l 的几何关系经简单运算有下式 成立： l t o = 正吃 瓦= z ：屹， ( 3 - 1 ) l 乏= z 圪 另z k = k k ，其中k 、为乙、毛、乏中的最大值和最小值。 引入偏移时问z k 来体现7 k 的放置位置，并定义乙、珞、为实际的开关 触发时刻。据图3 - ! 可知有下式成立： 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 2 页 s w p , c h t i m e a g a t i n b g a t i n g c a a t j r m 吃 吃 a s t a t e b s t a t e c s t a t e 0 一2 r o n s e c 吃，2 0 一吒，2 誓i 乏1 k 二： o f f s e q u e n c e t g a l t g b lf g c l 唧g c 2t g b 2 t g a 2 图3 - 1 有效作用时间与参考电压的关系以及实际触发时间的产生 分析( 3 2 ) 式可知，不同的t o 蛳取值可以产生：f r 的p w m 波形。瓦。的范围是： z ，m ? 。一，其中h m = 一z 劬，z l k 一= 互一毛。 为了保证此种算法的正确性，就必须证明在7 k 中每相输出电压的伏秒值 与每相参考电压的伏秒值相同。 屯0 + + + 乏瓦瓦 i i = = 珞 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 3 页 l 与k 之间的负载状况 ( 110 ) t h 与t 椰之间的负载状况 ( 10 0 ) ( a )c o ) 图3 - 2 不同时间段内负载的连接状况 证明： 由图3 - 2 可知，p = p k 6 。经简单的计算可以得到对应图3 - 2 ( a ) 、( b ) 中的各相电压值，见表3 - 1 。 表3 - 1 各相输出电压值 各相电压负载状况( 110 )负载状况( 100 ) a 相32 3 b 相3一3 c 相- 2 3一3 对于a 彳日碉： 争( 毛一瓦)