（电力电子与电力传动专业论文）350khz倍频式igbt分时—密度复合控制串联谐振逆变器.pdf

a b s t r a c t a b s t r a c t a tp r e s e n t ，t h ef r e q u e n c eo ft h ed o m e s t i cs o l i d s t a t ei n d u c t i o nh e a t i n gp o w e rt h a ti s h i g h e rt h a n10 0 k h za r eb a s i c a l l yu s i n gm o s f e t b e c a u s et h ec a p a c i t yo fm o s f e ti ss m a l l ， h i g h p o w e rd e v i c e sr e q u i r em a n yi np a r a l l e la n di no r d e rt oe l i m i n a t et h ei n h e r e n tp a r a s i t i c d i o d er e v e r s er e c o v e r yc h a r a c t e r i s t i c so ft h en e g a t i v e ，w em u s tu s eq u i c k l yr e s t o r ed i o d e si n s e r i e s t h er e l i a b i l i t ya n d e f f i c i e n c ya r er e d u c e db yu s i n gm a n yd e v i c e s 。w h i l et h ec a p a c i t yo f i g b ti sm u c hh i 曲e rt h a nt h em o s f e t , a n dd i o d ep a r a s i t i cp r o b l e md o e sn o te x i s ti n h i g h p o w e rd e v i c e s h o w e v e r ，t h ei g b ts w i t c h i n gl o s s e si sl a r g e ，e s p e c i a l l ya th i 曲一f r e q u e n c y s w f i c hw i t ht a i lc u r r e n t ，t h i sl i m i t st h ef r e q u e n c yi m p r o v e m e n to fi g b t ，a tp r e s e n t ，t h e s w i t c h i n gf r e q u e n c yo f i g b tc a ns t a t u sa t10 0 k h za tz e r oc u r r e n ts w i t c h i n g ( z c s ) i n t h i sp a p e r , b ys t u d y i n go f h i g hf r e q u e n c yi n d u c t i o nh e a t i n gp o w e r ，u s i n gf r e q u e n c y b a s e d c i r c u i ts t r u c t u r eo ft h em a i ni n v e r t e rc i r c u i t ，i g b tp a r a l l e lt i m e p u l s ed e n s i t yo fac o m p o s i t e c o n t r o ls t r a t e g y ，r e a c hs w i t c h i n gf r e q u e n c yo f3 5 0 k h z ，i n c l u d i n gh i si r r i t a b l es t a r tc i r c u i t d e s i g n ，f r e q u e n c yt r a c k i n gc i r c u i td e s i g n ，v o l t a g ea n dc u r r e n td e t e c t i o na n dd r i v i n gc i r c u i t d e s i g n ，t h es t u d yo ft i m e s h a r i n gb a s e do nt h ec p l d( c o m p l e xp r o g r a m m a b l el o g i c d e v i c e ) + d s p ( d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s i n g ) p u l s ed e n s i t yr e g u l a t i o no ft h ei m p l e m e n t a t i o no f c o n t r o ls t r a t e g i e s ，s o f t w a r es i m u l a t i o na n dt h ed o w n l o a dt e s t ，u s e dm a t l a bs i m u l a t i o nf o r s y s t e m ai n d u c t i o nh e a t i n gp o w e ro f 1 k w 3 5 0 k h zw a sd e s i g n e df o r e x p e r i m e n t ，a n d t h er e s u l t sa r eg i v e d k e y w o r d s ：c p l d ，d s p , m u l t i p l ef r e q u e n c y , f r e q u e n c yt r a c k i n g i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取 得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文 中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含本人为获得江南 大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志 对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 签名： 牟馥 日期：蹲鼬l 一 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解江南大学有关保留、使用学位论文的规定： 江南大学有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允 许论文被查阅和借阅，可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库 进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文， 并且本人电子文档的内容和纸质论文的内容相一致。 保密的学位论文在解密后也遵守此规定。 签名： 导师签名：再答阼日 期： i 第一章绪论 第一章绪论 感应加热电源是通过电磁感应的原理把电能转化为热能的设备，根据感应加热的原 理可知，工件加热的厚度可以方便地通过调节频率来加以控制，频率越高，工件的可加 热厚度就越薄。这种方法在工业金属热处理方面获得了广泛的应用。 高频感应加热相对于传统的加热方式有很多优点，主要有：加热温度高，还是非接 触式的加热；加热的速度快，所以被加热物的表面氧化少；可以实现局部加热：易实现 自动控制：加热效率高，节能；作业环境好：能加热形状复杂的工件；温度容易控制， 工件容易加热均匀，产品质量好等特点。 由于高频感应加热电源具有很多优点，因此在工业中得到了广泛的应用。它除了在 冶金、机械制造工业及国防等领域用于淬火、熔炼、透热、钎焊以及烧结等之外，还应 用在封盖、光纤制造、化工合成、晶体生长、高性能复印机、超细型金属丝或超薄型钢 带的热处理等场合。 1 1 感应加热电源的原理简介 高频感应加热的理论基础是法拉第电磁感应定律。如图1 1 所示，通过高频交变电 流作用于感应线圈，从而产生高频交变电磁场，进而在被处理的金属工件上产生感应电 流，感应电流作用于金属工件上，在极短的时间内产生大量的热量，对金属表面或整体 进行加热。 高频感应加热 电源 交变磁场 。t 弋 图卜1 高频感应加热原理图 f i g 1 1h i g hf r e q u e n c yi n d u c t i o nh e a t i n gs c h e m a t i c 当高频电流流过金属时会产生集肤效应，表现为金属中的电流密度由金属的表面向 中心越来越小，并呈指数规律下降，金属的集肤效应是用穿透深度来表征的，工程上规 定：当金属电流密度由表面向中心衰减到数值等于表面电流密度的o 3 6 8 倍时，该处到 表面的距离称为电流穿透深度。因此认为感应电流在金属中产生的热量，大部分集中在 电流穿透深度6 内【1 1 。 穿透深度6 可用下式来表示： 江南大学硕士学位论文 蹦啪岳 式中，p ：金属材料的电阻率； 厂：高频交变电流的频率。 m ：金属材料的相对磁导率； 由式( 1 1 ) 可以看出，当材料的相对磁导率、电阻率p 确定以后，穿透深度6 仅 与频率的平方根成反比，因此它可以通过改变频率来控制，频率越高，工件的发热层越 薄，这种特性在金属表面热处理中得到了广泛的应用。 1 2 国内外感应加热电源的发展现状 现阶段欧美和日本的高频感应加热电源主要厂商有：i n d u c t o h e a ti n c 、r a d y n ec o r p 、 b a n y a r d 、e l p h i a c 、a m e r i t h e r m 、n e w e l c o 等公司，由于这些公司技术和资金上的优势， 它们的产品代表了高频感应加热的发展方向【2 1 。 以模块化、大容量化m o s f e t 功率器件为主，西班牙采用m o s f e t 的电流型感应 加热电源制造水平达6 0 0 k w 4 0 0 k h z 【3 1 ，德国在1 9 8 9 年研制的电流型m o s f e t 感应加热 电源水平达4 8 0k w 5 0k h z - - 2 0 0k h z 钔，比利时i n d u c t oe l p h i a c 公司生产的电流型 m o s f e t 感应加热电源水平可达1 0 0 0k w 1 5k i - i z - - - 6 0 0k h z 【5 j 。目前为止，德国e f d 公司已经有1 5 0k h z 功率达1 1 0 0k w 以及工作频率达5 m h z 输出功率为2 5 k w 的固态高 频感应加热电源产品，英国r a d y n e 公司有工作频率达2 7 m h z 输出功率为5 k w 的固态 高频感应加热电源产品，美国a m e f i t h e r m 公司拥有1k w 1 2 0k w 5 0k h zn 4 8 5k h z 系 列化的产品，也有工作频率达1 5 m h z 功率为1k w 的固态高频感应加热电源产品【6 1 。 日本采用s i t 的固态高频感应加热电源的水平可达4 8 0k w 4 0 0k h z ，1 9 8 7 年就已 开始研制1 2 0 0k w 2 0 0k h z 的s i t 电源。由于s i t 存在很大的通态损耗，而且价格昂贵， 因此除了日本以外很少有s i t 高频产品问世。日本的m o s f e t 高频感应加热电源也处 于领先地位，1 9 9 5 年上海宝钢就引进了日本富士公司的由8 台逆变器组成的3 2 0 0k w 7 8 k h z 8 2k h z 的m o s f e t 感应加热电源【8 1 。1 9 9 6 年研制出4k w 4 5 0k h z 的m o s f e t 高 频感应加热电源【9 1 。 国内使用高频电源的厂家大多数仍采用电子管振荡器，电子管感应加热电源需要特 别的输入升压变压器，而且导通损耗比较大，电源整体效率较低，在6 0 - - 7 0 左右。 s i t 电源国内已经生产多年，可达3 0 0 k w 2 0 0k h z 3 0 0k h z t l 0 1 ，1 9 9 6 年天津高频设备 厂和天津大学联合研制开发出7 5k w 2 0 0k h z 的s i t 感应加热电源【1 1 1 。从1 9 8 6 年起浙 江大学就开始半导体高频感应加热电源的研究，1 9 9 6 年研制出2 0 k w 3 0 0 k h z m o s f e t 高频感应加热电源【1 2 】，已被成功应用于小型刀具的表面热处理和飞机涡轮叶片的热应力 考核试验中。2 0 0 3 年浙江大学三伊公司研制成功1 0 0 k w 1 0 0k h z 的i g b t 固体电源【l 引。 国内近来有许多手提式m o s f e t 高频感应加热电源上市，最大功率达到4 0k w ，频率 在1 0 0k h z - 2 0 0 k h z 。总的来说，国内高频感应加热电源与国外有一定的差距，现在正 朝着m o s f e t 和s i t 高频感应加热电源取代电子管高频电源的方向发展。 2 第一章绪论 1 3 感应加热电源的发展趋势 高频感应加热电源的发展趋势主要有以下几个方面： 第一：高频率、大功率。随着半导体电力电子开关器件m o s f e t 、i g b t 、i g c t 等的快速发展，高频率、大功率的感应加热电源实现成为可能，这是必然的趋势。 第二：低损耗、高功率因数。在这方面，对于增加效益，减少电网污染都有着重 要的意义，所以必将是今后发展的趋势 第三：智能化、复合化。随着感应加热自动化控制程度以及对电源可靠性要求的 提高，高频感应加热电源必将正自动化控制方向发展，具有计算机智能接口的全数字化 高频感应加热电源必将成为下一代发展目标。 1 4 本课题的意义、目的和主要研究内容 目前国内频率高于1 0 0 l 【h z 的固态感应加热电源基本上是采用功率m o s f e t 器件。 由于m o s f e t 功率器件容量小，大功率设备需要大量的器件并联使用，而且为了消除 其固有的寄生二极管的不良反向恢复特性，必须串联快恢复二极管，由于器件多，可靠 性和效率降低，而i g b t 器件容量远高于m o s f e t ，并且不存在寄生二极管问题，适合 大功率应用。但是i g b t 的开关损耗，尤其是拖尾电流在高频开关工作状态下引起的关 断损耗很大，限制其工作频率的提高。目前i g b t 的开关频率在零电流开关( z c s ) 状 态下可工作在1 0 0 k h z 。本文以高频感应加热电源为研究对象，以提高基于i g b t 的感应 加热电源的频率为研究方向，采用了采用倍频式逆变器为主电路结构，采用i g b t 并联 分时的控制方法，使开关频率达到3 5 0 k h z ，具有重要的现实意义。 本文以感应加热电源为研究对象，主要内容如下： 1 通过分析串并联谐振电路的优缺点，最终选择串联谐振电路，采用i g b t 并联的 方式实现逆变电路的输出倍频，使输出达到3 5 0 k h z 。 2 比较了几种功率调节方式的优缺点，在此基础上选择了逆变桥调节功率以及采用 分时一脉冲密度调节的控制策略。 3 设计了供电电源，深入分析了频率跟踪电路以及驱动电路，最后选择了7 4 h c 4 0 4 6 实现频率跟踪，采用i x d d 4 3 0 作为驱动芯片，设计了多种保护电路。 4 分析了倍频式逆变电路工作原理以及分时一脉冲均匀密度调节的控制策略，在实现 的过程中，研究了基于c p l d + d s p 的分时一脉冲密度调节的控制策略的实现，进行了软 件下载仿真。 5 设计了一台1 k w 3 5 0 k h z 的样机进行仿真实验，对实验结果进行了分析，证明了 设计方案的可行性。 本文的创新点：( 1 ) 通过采用分时一脉冲密度控制的策略来实现系统频率的提升以及 实现功率的调节：( 2 ) 通过c p l d + d s p 的组合来实现分时一脉冲密度调节的控制策略。( 3 ) 采用c p l d 实现开机他激启动。 第二章倍频式逆变器主电路的研究 第二章倍频式逆变器主电路的研究 感应加热电源主电路包括整流电路、滤波电路和逆变电路三大部分。其工作过程是 单相或三相的工频交流电经过整流器整流实现a c d c 变换，然后经滤波器滤波成为平 滑的直流，并作为逆变器的输入，逆变器采用功率半导体器件作为开关器件，把直流变 为所需频率的交流电供给负载实现d c a c 变换。感应加热电源功率因数很低，为了提 高功率因数，常采用联接电容器法以补偿无功功率。根据补偿电容与感应线圈( 连同负 载) 的联接方式不同，可以将逆变电路分为串联谐振电路、并联谐振电路【1 4 】。 u u 图2 - 1 串联谐振逆变器结构 f i g 2 1s t r u c t u r eo f t h es e ri e sr e s o n a n ti n v e r t e r u u 图2 - 2 并联谐振逆变器结构r - h，7 _ 7 v f i g 2 - 2s t r u c t u r eo f t h ep a r a l l e lr e s o n a n c ei n v e r t e r 2 1 串联谐振槽路的优缺点 通过对槽路工作原理的分析，对串联谐振电路的优缺点做了如下总结： ( 1 ) 串联谐振逆变器对负载槽路布线工艺要求相对比较的低。在高频线路中，对 各种分布参数较为敏感，其中比较重要的分布参数之一是引线电感。在工业实际应用中， 一般负载离电源有一定的距离，即逆变侧负载的两根引出线一般较长。在串联谐振逆变 器中，分布电感会改变串联回路中电感量的大小，而不会影响负载电路的结构。可以采 用集中参数的做法，将这一引出线的分布电感归总为负载感应器的一部分，从而能够降 低串联谐振逆变器对负载槽路布线工艺要求，调试比较简单【l5 1 。 ( 2 ) 串联谐振逆变器起动比较简单。它不但可以自激工作，也可以他激工作。在 他激工作时要求他激频率和负载谐振频率相差不能太大，否则会使无功电流增大，效率 变低，输出有功功率减少，功率器件发热也会比较严重【1 6 】。 ( 3 ) 串联谐振逆变器的开关器件承受的反压较小。串联谐振逆变器中电流为正弦 波，换流时通过反并联二极管续流，开关器件承受的反压仅为反并联二极管的正向导通 5 江南大学硕士学位论文 压降，是非常低的，符合m o s f e t 、i g b t 等器件的要求。 ( 4 ) 串联谐振逆变器需要性能优良的短路保护电路。由于它的前级电路一般都是 采用大电容滤波提供电源，如果上、下桥臂发生短路故障时，由于电容电压不会突变， 因此瞬时放电电流将会很大，会远远超出功率器件的额定电流，造成器件的永久损坏【i 。 所以需要通过设计性能优良的短路保护电路，在器件的允许短路时间内将器件关断，从 而避免损坏开关器件引。 ( 5 ) 补偿电容要求耐压高，必须采取措施来降低补偿电容上的电压。 2 2 并联谐振槽路的优缺点 ( 1 ) 在并联谐振逆变器中，逆变侧负载的两根引出线的分布电感将改变负载电路 的结构，从而影响逆变器工作。因此，并联谐振逆变器对负载槽路布线工艺的要求较高。 ( 2 ) 并联谐振逆变器起动比较困难，起动时间较长。并联谐振逆变器一般只能工 作在他激状态，当工作频率不等于负载固有谐振频率时，就动不起来，所以并联谐振逆 变器起动前必须预先测定负载固有频率，然后将触发脉冲频率调整到与其近似相等，才 能起动。起动后，随着工件温度的升高，负载参数发生变化，负载谐振频率也发生变化， 这时如果触发频率不能迅速跟踪谐振频率，将有可能使逆变器停止振荡甚至造成逆变颠 覆，这就要求控制电路必须能够快速而稳定的工作，从而增加了控制系统的难度 1 9 】。 ( 3 ) 并联谐振逆变器换流期间，逆变开关器件有可能承受反压，而用于高频感应 加热电源的自关断器件m o s f e t 承受反压的能力低，因此，每一桥臂必须并联一个快 速恢复二极管同时还得串入与开关器件相同等级的快速恢复整流二极管，以承受反向电 压。但是，这会增大各臂的通态损耗。目前国内高压大容量的快速恢复整流二极管难以 买到，而且价格昂贵。 ( 4 ) 并联谐振逆变器采用大电感进行滤波，在负载发生短路时，由于电感电流不 能突变，所以电流上升率得到抑制，保护起来就比较容易，不易损坏功率器件。但在大 功率的感应加热电源中，此电感的体积会非常庞大，从而使整个装置的体积增大1 2 0 j 。 ( 5 ) 并联谐振逆变器对补偿电容的耐压要求不高，只要达到负载两端正弦电压的 峰值即可。市场上也比较容易买到【2 1 1 。 2 3 逆变槽路的选择 从上述分析中可以看出，并联谐振逆变器和串联谐振逆变器存在如下差别： ( 1 ) 串联谐振逆变器对布线的要求较低，引线电感只会改变串联回落中电感量的 大小，而不会影响负载电路的结构。并联谐振逆变器对负载槽路的布线工艺要求较高。 引线电感可能会改变负载电路的结构，影响逆变器工作。 ( 2 ) 串联谐振逆变器起动比较简单并联逆变器起动比较复杂，这一缺点限制了并 联逆变器用于频繁起动的场合。 ( 3 ) 串联谐振逆变器的负载电路对电源呈现低阻抗，由电压源供电，电压源通常 由大电容来实现。因此在逆变器发生故障短路时，由于电容电压不能突变，因此瞬间电 流会很大，可能会损坏器件，需外部的保护来切断驱动信号使器件关断。并联谐振逆变 6 第二章倍频式逆变器主电路的研究 器的负载电路对电源呈现高阻抗，由电流源供电，而电流源通常是由大电感来完成的。 因此在逆变器发生故障短路时，由于大电感的限流作用，比较容易实现保护。 ( 4 ) 串联逆变器工作时开关管承受的电压仅为二极管正向导通压降。并联逆变器 的开关管承受反压比较大。 ( 5 ) 串联谐振逆变器对负载电路的补偿电容的耐压要求很高，通常电容两端的电 压为逆变器直流输入端电压的q 倍，而通常q 值都在3 以上，因此对于一个逆变器输 出方波电压幅值为几百伏的电源，它所需电容的耐压值就要在千伏以上，而通常这种电 容价格较贵或很难买到。为了降低电容电压，通常需在串联谐振逆变器的输出端接入高 频变压器来降低电容电压。并联谐振逆变器对负载电路的补偿电容的耐压要求不高，只 要达到逆变器的输入直流电压即可。 综合比较串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的优缺点，从适合高频应用的角度，本 课题选用串联谐振逆变器电路拓扑。 2 4 逆变电路结构 在感应加热应用领域中，目前频率高于1 0 0 k h z 的固态感应加热电源基本上都是采 用m o s f e t 器件，但是由于功率m o s f e t 的电压，电流容量等级都较低，因此大功率 设备需要大量的器件并联使用，而且为了消除其固有的寄生二极管的不良反向恢复特 性，不得不额外增加快速恢复二极管。大量器件的串并联不仅使电源的可靠性得不到保 证，而且电源成本比较高，效率低【2 2 1 。而且i g b t 器件无论在电压等级还是在单管电流 容量方面目前都远高于m o s f e t ，并且不存在寄生二极管问题，非常适合制作大功率电 源；但是在高频情况下，i g b t 的开关损耗，尤其是拖尾电流引起的关断损耗很大。在 散热条件一定的情况下，其开关损耗会限制其频率的进一步提高【2 3 1 。 对于采用较低频器件实现高频感应加热电源来说，可以采用额外的谐振电路，实现 倍频，但这种方式频率提高有限，器件的环流条件也比较差，而采用i g b t 并联的方式 采用时间分割的控制方法能够消除这些缺点，而且频率可以提高很多，如果单个i g b t 逆变电路，由于i g b t 的最大频率能够达到1 0 0 k h z ，那么4 个i g b t 并联，电路如图 2 3 所示，那么理论上其输出频率可以达到4 0 0 k h z 。 图2 - 3 时间分割式逆变电路 f i g2 - 3t i m e s h a r i n gi n v e r t e rc i r c u i t 所以本文选用时间分割的控制方式实现3 5 0 k h z 的高频感应加热电源。 7 江南大学硕士学位论文 图2 4 等效电路图 f i g 2 4e q u i v a l e n tc i i c h i t f i g u r e 如图2 4 ，把开关管v t l 和v t 3 的控制信号看着n 个1 2 ( i - 1 ，2 ，3 n ) 分频器相 加而成，即一个控制周期内有2 ”个控制脉冲，开关管完全工作时即功率最大时为2 ”2 ”， 去掉1 个脉冲剩下2 ”1 个脉冲时功率值为( 2 ”一1 ) 2 ”，去掉m ( m 小于2 ”) ( 2 ”- m ) 脉冲时功 率值为( 2 ”m ) 2 ”，没有脉冲即m = 2 ”时开关管完全关断即功率最小时为o 。控制这n 个分 频器的组合就可以控制逆变器的输出功率。 采用4 个i g b t 代替一个i g b t ，图2 - 4 看做图2 3 的等效电路图，用q l a - q l d 代 替v t l ，q 2 a - q 2 d 代替v t 2 ，q 3 a - q 3 d 代替v t 3 ， q 4 1 a - q 4 d 代替v t 4 。如图2 5 所示：把t o t 1 6 看着一个工作周期，t 0 - t 4 看做一个调功单元。 如图2 3 所示q l a - - 一q l d ，q 4 a - - q 4 d 组成一个桥臂，q 2 a - q 2 d ，q 3 a q 3 d 组成另一 个桥臂。时间分割式逆变器分时控制等效电路图和工作波形如图2 5 。其中c 1 c 4 是 i g b t 的c e 极间结电容。气以前电路初始状态，q 2 a 、q 3 a 导通，负载谐振电流f 从b 流向a 。 一是q l a q 4 a i 作周期。逆变器一个工作周期波形如图2 5 ( e ) 。 t o t l * t o 时刻，q 2 a 、q 3 a 在电容c 1 一c 4 的作用下零电压关断( z v s ) ，负载谐振电流i 为负，其等效电路如图2 5 ( a ) 。电感l 和c 、c 1 一- - c 4 共同谐振，c 1 、c 4 放电，c 3 、c 2 充 电。当c 1 、c 4 上的电压放到零，q l a 、q 4 a 导通。 t l l t 2 ：t l 时刻，q l a 、q 4 a 毛e 零电流零电压( z v z c s ) 下导通，负载谐振电流沩正， 其等效电路如图2 5 ( b ) 。负载谐振电流f 从a 流向b ，谐振负载由电源u d 提供能量。 t 2 一t 3 - t 2 时刻，q l a 、q 4 a 在电容c 1 c 4 的作用下零电压关断( z v s ) ，负载谐振电流i 为正，其等效电路如图2 5 ( c ) 。电感l 和c 、c 1 c 4 共同谐振，c 3 、c 2 放电，c 1 、c 4 充电。 当c 2 、c 3 上的电压放到零，q 2 a 、q 3 a 导通。 t a t 4 - t 3 时刻，q 2 a 、q 3 a 在零电流零电压( z v z c s ) 下导通，负载谐振电流为负， 其等效电路如图2 5 ( d ) 。负载谐振电流f 从b 流向a ，谐振负载由电源u d 提供能量。 - 气是q l b - - 。q 4 b i 作周期；气一t 1 2 是q 1 c q 4 c 工作周期；毛2 一毛6 是q l d - - 。q 4 d - r 作周 期，工作过程相同。 如图2 5 所示，可以看到输出电流i 的频率为开关管频率的4 倍，假如i g b t 的频 率能达到1 0 0 k h z ，那经过4 倍频后就可以达到4 0 0 k h z 。 8 第二章倍频式逆变器主电路的研究 ( e ) 图2 5 逆变器分时控制等效电路和工作波形 f i g 2 5t i m e s h a r i n gc o n t r o lo f t h ei n v e r t e re q u i v a l e n tc i r c u i ta n dw a v e f o r m 2 5 系统的主电路设计 本系统采用的是a c d c a c 的电压型串联谐振电路，分为主电源电路和控制电路 两大块。主电源电路主要包括整流电路、滤波电路、电源电路以及逆变电路；控制电路 以d s p 芯片t m s 3 2 0 f 2 4 0 以及c p l d 芯片e p m l 2 7 0 1 4 4 为核心，包括电压检测模块， 电流检测电路，驱动电路，频率跟踪电路以及显示电路，通讯电路。其系统结构框图如 图2 - 6 所示。 9 江南大学硕士学位论文 1f t 3 整流电路逆变电路负载 lt ，l， 、 l l 电电1 广 频 压 流 审 率负 检检 跟载 测 测 踪电 电 电 电 压 路路 路 v r 、。l卜 c p l d 图2 - 6 系统结构框图 f i g 2 - 6d i a g r a mo fs y s t e ma r c h i t e c t u r e 从系统结构图中可以看出是一个电流反馈的闭环系统，当负载谐振频率降低时， c p u 根据电流反馈信号实时跟踪负载频率，使系统始终工作在谐振状态，实现功率的最 大化。电压电流的检测对电路实时监控，当出现过流或者过压的时候封锁p w m 波，完 成对电源的保护。图2 7 是系统主电路图，交流电经过整流模块d m 3 ，滤波电容转变成 直流，有l e d 指示整流侧电源是否正常，有r 9 等组成的是主电路电压采样电路，p a l ，p b l 之间串电流检测电路对电路进行电流检测，电路将在后面的章节介绍，t 1 为负载侧电 流检测，t 2 为负载侧电压检测。下面对主要电路进行分析与参数设计。 图2 - 7 系统主电路图 f i g 2 7d i a g r a mo fm a i nc i r c u i t 2 6 逆变器主电路参数设计 感应加热电源的主要设计参数： 额定输出功率：p n = 5 0 k w ； 逆变器开关频率：五= 8 7 5 k h z ； 逆变输出频率：f = 3 5 0 k h z ； 输入电源：三相， - - 3 8 0 v 5 0 h z ； 负载等效电感：厶= 3 3 0 0 u h ； 1 0 第二章倍频式逆变器主电路的研究 负载等效电阻：r = 2 6 q 。 2 6 1 整流桥参数计算 整流电路采用三相不控整流电路，如图2 7 中的d m 3 。 根据本课题选择的的调功方式计算整流桥的参数。三相整流桥进线电压为 u s = 3 8 0 v ，则整流桥的输出电压为u d = 2 3 4 u 2 = 2 3 4 2 2 0 = 5 1 4 8 v ，根据最大输出 功率为5 0 k w ，假设整流器、逆变器以及高频变压器的效率都为9 0 ，并假设电源的功 率因数为o 9 5 ，整流桥的输出电流为： l ：玉： 一兰q 兰! 堡 ：1 4 1 2 5 ( a ) ( 2 - 1 ) 4 7 7 2 3 4 x 2 2 0 x o 9 x 0 9 x 0 9 x o 9 5 7 流过整流二极管的平均电流为： = 南击= 两1 4 1 丽2 5 - 5 1 5 2 5 ( 彳) ( 2 - 2 ) 为了系统的安全，整流桥额定电流应是正常使用时工作电流的1 5 至2 倍，其额定 电流应为： = ( 1 5 2 ) = ( 1 5 2 ) x 5 1 6 2 5 = 7 7 4 3 7 51 0 3 2 5 ( 4 ) ( 2 - 3 ) 考虑到电网电压的峰值及电压扰动等偶然因素会产生浪涌电压，可选取整流二极管的反 向阻断电压为电网峰值电压的两倍，即： u r = 2 x 4 2 3 8 0 = 1 0 7 5 ( v ) ( 2 4 ) 所以选取耐压值为1 2 0 0 v ，额定电流为1 5 0 a 的日本三社公司的二极管整流桥模块 d f l 5 0 a a l 2 0 。 为了保证给逆变器提供较平稳的直流电压，在整流桥后需加大电容c 1 ，同时此电容 还起滤波的作用。整流输出电压的基波频率为3 0 0 h z ，滤波电路的时间常数，即电容与 整流桥的负载等效电阻凡之积应为纹波的基波周期的6 倍以上，此处取6 倍。则： 髟= 鲁= 稳1 4 12 5 = 3 6 ( q ) u ii。 、。 c i 必2 孟2 0 0 2 ( s ) 所以 c1：丝：5556(,uf)(2-5)36 1 因此，可选择电容型号等级为6 0 0 0 u f 1 0 0 0 v 。 2 6 2 逆变桥参数选择 ( 1 ) 谐振器件的选择： 按照输出功率5 0 k w 计算，输出电流就为9 7 2 5 a ，高频变压器变比取1 0 ：1 ，折算到 次级后电压就为5 1 4 v ，电流为9 7 2 5 a 。则次级负载电阻r = 5 1 4 9 7 5 2 = 0 0 5 2 8 ( q ) 。 品质因数q 取为1 0 ，则由q = m l r ，= 2 面f = 3 5 0 k h z ，次级电感l = 2 4 x 1 0 。7 ( h ) ，由 江南大学硕士学位论文 f ：1 l , z - d ，电容c = 3 3 x 1 0 。5 ( f ) 。折算到初级后，初级电感l e = n 2 l = 3 3 x l o 。3 ( h ) ，初级 电容c 。= c 铲= 3 3 xl o 。7 ( f ) 。 ( 2 ) 开关器件的选择 逆变器开关器件承受电压电流： 坼。= ( i 5 2 ) x 1 4 1 2 5 = 2 11 8 7 5 2 8 2 5 ( a ) ( 2 - 6 ) u v d = ( 1 5 2 ) 5 1 4 = 7 7 1 1 0 2 8 ( v ) ( 2 - 7 ) 所以，逆变器选择1 2 0 0 v 3 0 0 a ，i g b t 模块f f 3 0 0 r 1 2 k s 4 作为开关功率器件。 1 2 第三章倍频式电路功率控制策略的研究 第三章倍频式电路功率控制策略的研究 串联谐振感应加热电源调功方式主要分为两大类：直流调功和逆变调功。 直流调功的主要方式大致可分为两种，一种采用晶闸管全控整流调压调功，另一种 是经过不控整流后用斩波器进行调压调功。其中整流部分如果采用晶闸管全控整流，负 载部分通过锁相环节调整频率使其工作在谐振频率附近，这样逆变部分的开关损耗就可 以减少到很小，比起整流部分增加的开关损耗，在高频场合下仍然有优势，使目前使用 比较多的一种调功方式。但由于直流变换环节的加入，整机效率和可靠性都会降低。采 用晶闸管全控整流，当控制角较大时，电路的功率因数很低，而且由于晶闸管整流存在 的固有延时，使其系统闭环调节响应较慢。而如果直流侧采用不控整流和斩波器调压相 结合的调功方式。由于斩波器功率器件工作大电流开关状态，对器件的要求高，损耗较 大，同时单管容量有限，不利于电源的大容量化。所以在这里主要研究逆变侧的调功策 略。 3 1 逆变器功率调节 逆变调功和直流调功相比有以下优点：主电路和控制电路相对被简化：系统响应速 度比直流调功要快等等【2 4 1 。传统的逆变调功的方法主要相位调功，移相调功和脉冲密度 调功等，但这些方法在本文采用的时间分割式的逆变的电路中，对于频率的提高有所限 制，不可能达到3 5 0 k h z 输出频率，而采用分时控制与之相结合的方法就能够实现频率 的成倍提高，介于电路结构的特殊性，目前想到的只有分时一相位控制，分时一移相控制 以及分时脉冲密度调功控制三种可以实现3 5 0 k h z 的频率要求。下面就这三种控制策略 进行简要的分析介绍： 3 1 1 分时目位功率调节 电路图如图2 - 8 所示，分时相位控制是通过条节输出电压电流之间的相位角，实现 功率调节的，如图3 1 所示玑输出电压，i 为输出电流，通过电流反馈，控制开关相位， 从而改变电流电压相位实现功率调节。这种控制方法的功率因素低，效率低，调功范围 小，精度比较低。 3 1 2 分时一移相功率调节 电路图如图3 2 所示，分时移相的控制方法是通过调节对角桥臂导通的相位差才调 节功率的，如图3 2 所示q l a 与q 4 a 之间有一个电角缈，满功率的时候，电角缈为0 ， 分时移相调功就是通过调节够的大小实现功率的改变。输出功率与电角的公式如3 1 。 p 。：下c o s 4 里(31)o 8 u d 万r2 移相功率控制方式开关器件处于z v s 软开关状态，开关损耗小，工作频率高，控 制简单，恒频运行，器件电压电流冲击小；但是存在内部环流使导通损耗增大，轻载时 输出电流的谐波成分严重。 江南大学硕士学位论文 岳丐辱辱辱丐乏 图3 1 逆变器分时一相位控制工作波形 f i g 3 1 ti m e p h a s ec o n t r o lw a v e f o r mo fi n v e r t e r i ： 广 l ! 厂 l ； i 广 l 厂 i i广 l lir 。 “ i l ：广 l ： 广1i l ：i 广_ h i ：；广1i i ： ；广 - ! l j 广 h ；l 厂一 ：jh 厂厂! 厂1 l i ：i t - - i l ju l u l ! 疗! 八、i 、 - ：n - ：屯l i tf j = 一f l l 图3 2 逆变器分时一移相控s q _ r - 作波形 q l a q 4 a q l b q 4 b q l o q 4 0 q l a q 4 d q 2 a q 3 a q 2 b q 3 b q 2 c q 3 0 q 2 d q 3 d z 西 z f i g 3 - 2w a v e f o r mo f ti m e p h a s es h i f t e dc o n t r o li n v e r t e r 3 1 3 分时一密度功率调节 分时一脉冲密度调制功率控制的基本思路是：假设总共有n 个调功单位，在其中m 1 4 第三章倍频式电路功率控制策略的研究 个调功单位里逆变器向负载输出功率，而剩下的( n m ) 个单位内逆变器停止工作，负载 能量以自然振荡形式逐渐衰减，输出的脉冲密度为m n ，这样输出功率就跟脉冲密度 联系起来了。因此通过改变脉冲密度就可改变输出功率。分时密度功率控制的驱动脉 冲与输出电压电流的关系如图3 3 所示，可以看出在改变脉冲密度后，输出电流以自然 振荡的形式逐渐衰减。分时密度功率控制感应加热电源主电路如图2 8 所示。分时密 度功率控制在轻载时，电流断续，所以它一般应用于q 值较大场合。分时密度功率控 制主要优点是输出频率基本不变，开关损耗相对较小，易于实现数字化控制。 下面对功率值为4 1 6 时，负载等效电阻不变，逆变器的输出功率正比于电压平方， 即为满功率输出的1 4 。现分析这种状态逆变器的工作过程。 图3 3 中，t l - t 5 是q l b q 4 b t 作周期。t l 以前，q 2 a 、q 3 a 关断，负载谐振电流i 为负， 其等效电路如图3 4 ( a ) 。电感l 和c 、c 1 c 4 共同谐振，c 3 、c 2 充电，c 1 、c 4 上的电压放 到零。 t 1 t 2 t l 时刻，q l b 、q 4 b 在零电流零电压( z v z c s ) 下导通，负载谐振电流f 为正， 其等效电路如图3 4 ( a ) 。负 j 唑q 孙掣- q 3 c 盟q 3 d 里q 3 a 广- i 1u 3 山5u7 山p o t tt 二t 3t t t t 7t s t 9t 1 0 t l lt l ：t l jt l t th i t l t 图3 - 3 功率值为4 1 6 时逆变器工作波形 f i g 3 - 3w o r kw a v e f o r mo fi n v e r t e ra tt h ep o w e rv a l u eo f4 1 6 载谐振电流i 从a 流向b ，谐振负载由电源阮提供能量。 列出负载回路的电压微分方程为 = 殿+ 吉r 胁+ 三罢 ( 3 - 2 ) 初始条件： u c = 一。，f - 0 式中觇为逆变器输入电压，r 为负载回路等效电阻，三为负载等效电感，f 为负载 1 5 江南大学硕士学位论文 回路电流。 解该微分方程得： 哟：上( + ，) 击p 嘲血q 府? ( 3 - 3 ) c o l 1 一孝2 其中 1。，灭厅 c o 2 丽菇2i 、i 而谐振回路的品质因数 q = 去肛去 协4 ， 一般情况在变压器二次侧谐振，q 5 ，所以 1 一孝2 1 因此( 3 1 ) 式写为 f ( f ) = ( + 叱1 ) 8 一锄s i n c o t ( 3 5 ) 当c o t = - r d 2 时，电流f 为最大 乞l = 去( + 1 ) e - 5 。( 3 - 6 ) 当t = t 2 时，u c = u c j ，f = f ，。 t z t 3 ：t z 时刻，q l b 、q 4 b 在电容c 1 c 4 的作用下零电压关断( z v s ) ，负载谐振电流z 为正，其等效电路如图3 4 ( c ) 。电感l 和c 、c 1 c 4 共同谐振，c 1 、c 4 充电，c 2 、c 3 上的 电压放到零。 列出负载回路的电压微分方程为 。瑙亡p + 等 即， c a l d t 、 。 这里巳= c + c j + c 2 + o + “，初始条件：u c = u c j ，i = i t ， 解该微分方程得： 砸) 2 象 一舰( s i n c o t + 劝 ( 3 8 ) 其中吃= 志乒孚再船去压。 当t = t 3 时，阢= u c m 2 ，i = o 。 t 3 一t 4 ：t 3 时刻，q 2 b 、q 3 b 在零电流零电压( z v z c s ) 下导