（电力电子与电力传动专业论文）基于改进空间矢量的电流型pwm整流器的研究.pdf

声明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文基于改进空间矢量的电流型p w m 整 流器醵磷究，是本人在华l e 电力大学玫读硕士学位期闻，在导，币指导下进行的研究工 作和取得的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包 含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其他教育机构 兹学位或证书丽使用避的榜料。与我一同工作的同志对本研究辑傲的任 可贡献均已在论 文中作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名： i i 茏釜 日期：2 翌! ：f 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华j e 毫力大学有关傈鬻、使用学位论文豹规定，印：学捩有权保管、 并向有关部门送交学位论文的原件与复印件；学校可以采用影印、缩印或其它复制手 段复制并保存学位论文；学校可允许学位论文被查阅或借阅；学校可以学术交流为 强的，复剖赠送和交换学位论文；同意学校可以用不同方式在不同媒体上发表、传播 学位论文的全部或部分内容。 ( 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名：耻导师签名：牡 召期：逻：厶f 昆期：! 兰：( ：! ! 卜 气 华北电力大学硕士学位论文 第一章引言 1 1 目的和意义 近2 0 年来电力电子技术得到了飞速发展，已广泛应用到电力、冶金、化工、 煤炭、通讯、家电等领域。多数电力电子装置通过整流器与电力网接口，因此三相 整流器的研究得到了关注。整流器经历了不可控整流、相控整流和p w m 整流三个 阶段的发展。 经典的二极管不可控整流主回路电路简单，但是电流中含有较大的谐波分量， 对电网构成污染，引起公害；而且，它只能单方向传递能量，节能性差，现多用于 变频器中整流部分无需控制的场合。当用半控的晶闸管取代了不可控的二极管，即 所谓相控技术，是指通过控制晶闸管门极触发脉冲与输入电压间的相位来改变输出 电压极性或调节输出电压大小。相控整流由于采用自然换流方式，无需附加强迫换 流电路，因而结构简单，控制方便，但它的缺点也不容忽视。 木深度相控下交流侧的功率因数低； 宰交流侧输入有电流畸变； 木由换流引起的电网电压波形畸变； 半滤波器体积笨重、增加了系统总成本。 无论是二极管不可控整流还是晶闸管相控整流，其产生的低功率因数高谐波含 量都将导致电网正弦电压畸变，增加配电导线与变压器的损耗，增大中线谐波电流， 造成电网上其他用电装置严重的电磁干扰；同时，低功率因数还将降低电源系统的 负载能力和可靠性。国际电工委员会( i e c ) 制定的i e c 5 5 5 2 标准对用电装置的功 率因数和波形失真度作了具体的限制，又于1 9 8 8 年对谐波标准进行了修正，欧洲 也制定了相应的i e c l 0 0 0 3 2 标准。我国国家技术监督局在1 9 9 4 年颁布了电能 质量公用电网谐波标准( g b t 1 4 5 4 9 9 3 ) ，传统整流器已经不符合这些新的规定。 而需要一种高功率因数低谐波的整流器【。 获得高功率因数，抑制谐波的方法主要有两种：一是采用补偿装置，补偿其谐 波和无功功率；二是对电力电子装置本身进行改进，使其不产生谐波，且不消耗无 功功率或根据需要对其功率因数进行控制。两相比较，采用改进电力电子装置的方 法改善功率因数和实现谐波抑制更为有效，也就是开发输入电流为正弦波谐波含量 低且功率因数接近为1 的新型三相整流器，因此高功率因数三相整流器的研究得到 了广泛的关注【2 1 。 高功率因数整流器的基本工作原理是：通过整流桥臂上各功率器件的导通与关 华北电力大学硕士学位论文 断，使电路的输入电流近似为正弦，并且使其与输入电压同相位。当整流器的功率 因数为1 时，可称为单位功率因数整流器，它具有以下功能： 木在恒定负载下，稳态运行时，保持功率因数近似为1 ： 奉能将输出直流电压稳定在一个设定的直流电压值附近，且保持其小波纹特性： 木负载变化时，具有较快的动态响应速度。 对于中等容量的单位功率因数整流器，主要采用脉宽调制( p w m ) 整流技术， 通过对变流器的自关断功率器件按照一定的控制规律进行通断控制，达到提高功率 因数和谐波抑制的目的。 1 2 国内外研究动向 经过几十年的研究与发展，p w m 整流器技术已日趋成熟。p w m 整流器功率器 件已从早期的半控型器件发展到如今的全控型器件：电路拓扑结构即从单相、三相 电路发展到多相组合及多电平拓扑电路；p w m 开关控制由单纯的硬开关调制发展 到软开关调制；功率等级从千瓦级发展到兆瓦级，而在主电路类型上，既有电压型 整流器，也有电流型整流器，并且两者在工业上均成功地投入了应用。但长期以来， 电压型p w m 整流器( v s r ) 以其较低的损耗、简单的结构及控制等一系列的优点 一直成为p w m 整流器研究的重点，而电流型p w m 整流器( c s r ) 由于存在直流 储能电感和交流l c 滤波环节使其结构及控制相对复杂，并且增大了系统的损耗。 但随着大功率变流技术的发展特别是c s r 在超导储能中的成功应用 3 ，较好地解 决了c s r 损耗问题，另外c s r 电流型可调低电源电压，更适于大功率的金属工业 领域，如直流电弧炉、高频感应加热、直流电机驱动等。其优良的保护性能，快速 的电流响应等优点，使之成为这一领域当前研究的热点之一【3 儿4 | 。 对三相电流型a c d cp w m 变流器的控制，目前国外有间接电流控制和直接电 流控制。间接电流控制( 亦称幅相控制) 有许多方法，如基于交流侧电容电压滞环 控制的间接电流控制，基于交流侧电流的间接电流控制。其硬件结构简单，易于微 机实现，可采用优良的开关模式去减小稳态电流谐波和电压波纹。但相位和幅值的 动态响应较慢，且有较大的瞬态电流超调，即直流分量的偏移，这可能导致系统的 不稳定运行。因此，目前实用化的p w m 整流器均是有电流内环或状态反馈的法崩 溃的直接电流控制方法，尤其在中小功率应用场合，直接电流控制比间接电流控制 更具有优良的控制特性【。直接电流控制多为电流追踪型p w m 控制，根据控制电 流方法的不同，对于电流型整流器，电流追踪型p w m 控制又有许多不同的形式。目 前，开关频率固定p w m 控制和空间矢量p w m 控制是其最常用的控制方式。 国内在功率变流领域方面的研究起步较晚，与先进的工业国家相比尚有较大的 距离。虽然国内也有一些公司在从事交流传动产品的开发，但是无论从科研水平还 华北电力大学硕士学位论文 是工程开发的经验上，都不足以和强大的外国公司抗衡，而且都以逆变器为主，几 乎没有从事p w m 变流器产品的开发，即使是在基本理论及新型控制方法的研究上， 也只有少数一些高校进行了相应的研究，取得了一些试验成果，但在p w m 变流器 的产业化能力上与国外相比相距甚远。 因此，进行高性能、低价格的p w m 变流器的研究开发工作，并加快产业化， 已成为振兴我国民族工业面临的一个急需解决的课题，这对我国的经济发展也同样 具有重大意义。 1 3 研究的主要内容和重点 随着电力电子技术的发展，p w m 整流控制技术成为获得高功率因数低谐波分 量的关键。目前，p w m 控制技术有许多种，并且还在不断的发展之中，其中，应 用较为广泛的有正弦波p w m ( s p w m ) 法和电流追踪型p w m 法。 s p w m 控制简单，电网低次谐波分量较小，但其直流利用率低。电流追踪型 p w m 控制是一个通常的电流型p w m 整流器加一个电流闭环的砰。砰控制系统，根 据控制电流的方法不同，电流追踪型p w m 控制又有许多不同的形式。目前，对于 电流型整流器，固定开关频率和空间矢量控制是最主要的电流控制方法。开关频率 固定的p w m 控制方法可以消除开关频率变化对整流系统的影响，但是电流存在着 周期性的跟踪误差，并且每个开关周期内电流的跟踪能力随输入电压的变化而不 同；而电流型整流器的空间矢量控制与电压型的类似，具有良好的动态性能，易于 数字化实现，能实现高功率因数，最突出的优势是直流电压利用率较之常规的 s p w m 控制方法提高了约1 5 ，而且，不同的调制方法将使开关损耗得到不同程度 的减小，正是由于s v p w m 控制的这些优点，使本课题的研究具有现实意义。 本课题在研究传统s v p w m 控制策略的基础上，将针对传统复杂控制算法进行 了改进，为获得良好的动态性能，将利用t m s 3 2 0 l f 2 4 0 d s p 进行系统实验。主要 完成以下几方面的工作： 1 、从p w m 控制原理入手，详细分析影响整流器功率因数的主要因素： 2 、分析和比较三相p w m 整流器的几种主要控制方法，并对传统s v p w m 的复杂 控制算法进行改进；从理论上分析了改进算法的正确性和可行性； 3 、利用m a t l a b 仿真软件中s i m u l i n k 工具对控制系统进行仿真，并验证此方 案的可行性； 4 、对控制系统的各个环节的参数进行设置； 5 、以t m s 3 2 0 l f 2 4 0d s p 为核心，设计了全数字三相电流型整流器控制系统，软、 硬件部分，进行实验研究。 华北电力大学硕士学位论文 第二章三相电流型p w m 整流器的基本原理 2 1 三相电流型p w m 整流器与电压型p w m 整流器对偶的拓扑结构 - - * n 电流型p w m 整流器与电压型p w m 整流器的拓扑结构具有对偶性，通过 对偶性可以使两种整流电路相互转换。电流型整流器与电压型整流器的对偶关系如 图2 1 所示： li 。q ( f v q (f v q 【 f i d c v 、一 v d “ v d bv d 。 lb v d c c d c ：= li 。 ，r m 。咏 潞 一 灏【 j ，d f ： ( a ) ( b ) 图2 1 三相电流型p w m 整流器与电压型p w m 整流器对偶的拓扑结构 a ) - - * d 电流型p w l v l 整流器的拓扑结构b ) 三相电压型p w m 整流器的拓扑结构 其中图2 1 a 为电流型整流器的拓扑结构，图2 1 b 为电压型整流器的拓扑结构， 两者之间的差别是后者可以双向传递功率，即在直流侧加入直流电源时，在交流侧 可以得到交流电压和电流输出。在交流侧加入交流电源时，直流侧可以得到直流电 压和电流输出。当电路处于整流工作状态时，电压型整流电路按b o o s t 方式工作是 升压型；电流型整流电路按b u c k 方式工作是降压型。关于电流型整流器与电压型 整流器在电路结构上的对偶关系如表2 1 所示 表2 1 电流型整流器与电压型整流器在电路结构上的对偶关系 葡百电路电流型电压型 输入侧电感c 输入电感输入 储能 c 直流滤波 d cd c 输出 idcu d 。 开关与整流二极管连接方式串联反并联 s p w m d c m 电容电流d c m 电感电流 控制方式 断续断续 2 2 三相电流型整流器的数学模型 华北电力大学硕士学位论文 建立三相电流型整流器的数学模型是深入研究整流器的特性和实现其控制的 重要步骤，本节建立了三相电流型整流器的a b c 坐标系，口一坐标系及d - q 坐标 系的数学模型，为本文的其它章节的理论分析，仿真研究和实际设计奠定了理论基 础。 ( 1 ) a b c 坐标系的数学模型 在图2 1 所示三相电流型p w m 整流器的主电路中，假设： 1 ) 电网电动势为三相平稳的正弦波电动势。 2 ) 交流、直流侧滤波电感三、厶均是线性的，且不考虑饱和。 3 ) 开关损耗已折合到c s r 直流侧，且包含在r 之中 由图2 1 并根据基尔霍夫电压、电流定律，可直接写出三相c s r 一般数学模型为： 三堕 d t 三堕 d t 三鱼 d t 2 巳一v 口 2 弓一 2 巳一v c c a v ，o ：一乙 d t u“ c 孚：一 d t “ c a v ，o ：t 一毛 衍 。“ ( 2 1 ) ( 2 2 ) 厶半= v l 一 ( 2 3 ) “l 式中e k ( k = 口，b ；c ) 三相电网相电动势瞬时值； v k ( k = a ，b ，c ) 三相c s r 交流侧相电压瞬时值； t ( 七= 口，b ，c ) 三相c s r 网侧相电流瞬时值； 芘( 七= 口，b ，c ) 三相c s r 交流侧相电流瞬时值； u 三相c s r 直流输出电压瞬时值： 0 一三相c s r 直流输出电流瞬时值； y d c 三相c s r 直流侧输出电压瞬时值。 为了在三相c s r 一般数学模型中体现p w m 状态对三相c s r 瞬时电路特性的影响，引 入三值逻辑开关函数q ，且定义 华北电力大学硕士学位论文 f 1 q k = 0 【一1 上桥臂管导通，下桥臂管关断 同一桥臂器件全导通或全关断 下桥臂管导通，上桥臂管关断 则三相c s r 交流侧进线电流为： 如= o k 么( 七= 口，b ，c ) ( 2 4 ) 直流侧电压为： = 屹q + q + k q ( 2 5 ) 将式( 2 4 ) 、式( 2 5 ) 代入式( 2 1 ) 式( 2 3 ) ，得基于开关函数描述的三相c s r 一般数学模型 哮= 气一 c 警= t q 么 ( ，6 ，c ) 厶鲁= 。磐q 一 ( 2 6 ) ( 2 ) 口一坐标系的数学模型 定义a b c 坐标系的a 轴与口一坐标系的口轴重合，轴超前9 0 。，不难求得两组 坐标系分量间应满足下述关系： 阡 1o ( 2 7 ) ( 尼= a ，b ，c ) ( f - 口，) 化简得两相静止坐标系 ，) 中的三相c s r 开关函数模型为： 笪2笪2堑2 笪2 ，一2一2 ，一 一 华北电力大学硕士学位论文 l哮= 一屹 上等= 一 c 鲁= 乞一q 么 ic 鲁= 劾一纬么 l l 。d 击i d o = 吾( 虮+ o p u s ) - ( 3 ) d q 坐标系的数学模型 定义p 力i 缈= p d f ( c o = 2 ，r f ) 可推导得d 一口旆转举标系的数学模犁为： 三堕+国三=eq-vqdt l氅一liq：=edvddt y 。” c堕+缈吼：一qdt “ q 。q “。 c墼一cvq=id一吼cdt 1 。 。 岛亟d t = 吾( 吼+ q 咿 2 3 三相c s rp w m 信号发生技术 ( 2 8 ) ( 2 9 ) ( 2 1 0 ) p w m 控制技术作为现代电力电子装置中常用的一种功率变换方式，其基本的 工作原理是通过对功率器件的导通和关断进行控制，使输出一系列幅值相等而宽度 不等的脉冲，并按一定的规则对脉冲信号的宽度进行调制，既可改变输出电流的大 小，也可改变输出频率，大大加快系统的动态响应。而一般的调制方法是把希望的 波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所希望的 p w m 波形。通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度成线 性关系且左右对称，当他与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如在交点时刻 控制电路中功率器件的通断，就可以得到幅度不变，宽度与调制信号的瞬时值成正 比的脉宽调制波【5 儿6 | 。 将p w m 技术应用于三相整流器，是为了获得高功率因数和低谐波，从而更加 华北电力大学硕士学位论文 适应工业领域对整流器的要求。为了实现高功率因数，必须从功率因数的决定因数 入手。 对于菲正弦输出的情况，功率因数是指从电网输入的有功功率与视在功率的比 值，即： 兄：! s 其中，p 一有功功率 s 一视在功率 一般认为输入的电网电压为正弦波，咒可表示为： 兄：坠坌坠 u l 心l ：七l ：+ + i ： = c o s 矽x 其中，u 、一从电网输入的基波电压和电流的有效值； p 一 基波电压与基波电流之间的相位角： 厶，厶一厶一输入电流中的高次谐波电流的有效值。 设s =为输入电流波形的失真因数，则： ( 2 1 1 ) ( 2 一1 2 ) 五= s c o s o ( 2 - 1 3 ) 式( 2 1 3 ) 说明功率因数旯可视为电流波形失真因数占和基波相移因数c o s o 的乘积， 即功率因数的大小决定于电流波形失真因数和基波相移因数。 三相电流型p w m 整流器采用i g b t 作为系统的功率开关器件。功率开关器件处 于工作状态，使整流器三相输入电流的低次谐波成分非常小，而高次谐波很容易被 电容器滤掉，所以流入电网的电流工作在p w m 调制状态，电流波形失真因数占近 似为“1 ”，从而解决了整流器由于输入电流畸变引起的功率因数下降问题。也就是 说，保证交流输入电压与电流同相位( 基波相移因数为1 ) 成为获得高功率因数的 首要条件。 华北电力大学硕士学位论文 由于三相整流器采用p w m 控制，可通过不同的调制方法控制输入电流 t = 口，b ，c ) 的相位和幅值，从而达到： 保持整流器输出直流电压恒定 保持整流器输入电流t 和电网电压同相位，即实现基波相移因数为1 。 因此p w m 控制方法成为决定基波相移因数，即决定整流器功率因数的关键， 然而有许多种p w m 整流控制方法，但其控制策略大致相同。如图2 1 ( a ) ，如果 忽略高次谐波，功率变换部分可以等效为一个三相交流电压源，其单相( 以a 相为 例) 基波等效电路示于图2 2 。 r l 1 图2 - 2 单相等效电路 由图2 2 可见，t 是控制量，通过不同的控制方法适当调节f ，的大小和相位，就 能控制输入的电流的相位以控制系统的功率因数；同时控制输入电流的大小以控制 传入功率变换部分的能量，也就控制了直流侧输出电压与电流的大小。因此，通常 采用电压外环和电流内环相结合的双环控制方式。电压外环保证稳定的直流输出； 电流内环主要用于提高系统的动态性能【1 0 】【l l 】【】2 1 。 2 3 1 二、三值逻辑转换 对于三相电压型p w m 整流器( v s r ) ，其控制常采用二值逻辑p w m 技术，即 对同一桥臂，或上侧功率开关管导通，或下侧功率开关管导通，而不存在同一桥臂 上、下侧功率开关管同时导通，或同时关断的情况。若以双极性二值逻辑开关函数 铀以凇舢- 一1 。嚣王嚣喜羹誓 然而，对于图2 1 所示的三相电流型p w m 整流器，要实现其交流侧电流的p w m 控制，则任一瞬间上、下桥臂组只有一个功率开关管管导通，且不存在同一桥臂同 时有两个功率开关管导通的情况。这样，若研究三相c s r 同一桥臂上、下侧功率 开关管的通断情况，则存在上桥臂管导通而下桥臂管关断、上桥臂管关断而下桥臂 管导通、上下桥臂管全导通或全关断共计四种情况，定义三值逻辑开关函数 绕( 尼= a ，b ，c ) 华北电力大学硕士学位论文 f1上桥臂管导通，下桥臂管关断 q = 0 同一桥臂器件全导通或全关断 l 一1下桥臂管导通，上桥臂管关断 要实现三相c s r 交流侧电流的p w m 控制，则三值逻辑开关函数q ( 尼= 口，b ，c ) 必须满 足 级= 0 k = a ，b 。c ( 2 1 4 ) 将双极性二值逻辑开关函数最( 尼= 口，b ，c ) 与三值逻辑开关函数q ( 七= 口，b ，c ) 联系起 来，并满足式( 2 1 4 ) ，则可令 幺= 寺( e 一坟) = o ( 七) ( 2 - 1 5 ) 实际上，由式( 2 1 5 ) 进一步展开，则 q 。= i 1 ( 乞一只) + ( 忍- g ) + ( 只一只) 】 = ( 只一只) + ( 一只) + ( 只一只) 】 = q + q 6 + q c 显然，三值逻辑开关函数q ( 尼= 口，b ，c ) 可由双极性二值逻辑开关函数只( 尼= 口，b ，c ) 的线性组合来描述，即 q = 三( 只一诎q = 圭( 咒一蹦p c 三( 足一只) ( 2 - 1 6 ) 表2 2 给出了二三值逻辑关系及其相关状态 表2 - 2 二三值逻辑转换及状态 二值逻辑三值逻辑上桥臂管状态下桥臂管状态 三值逻辑 只咒 q a q b q c 瓦疋瓦 z 正巧 状态序号 + 1 + 1 10 + 1 一lo oo o 拌l + 1 1 + l+ 1 10o oo o拌2 + 1 1 一l+ lo lo oo o 捍3 1 + 1 + 110 + 1 o o o o撑4 1 + 1 11 + 10o oo o 拌5 1 1 + l0 1 + 1o o o o撑6 1 1 1o oo o撑7 ( 拌0 ) + 1 + 1 + loo0 o o o o撑8 ( 拌0 ) o o o o 拌9 ( 拌0 ) 可见，三值逻辑p w m 有9 种开关状态组合，其中拌7 撑9 是“零状态”开关组合。 华北电力大学硕士学位论文 2 3 2 三值逻辑p w m 状态切换 以三相c s rs p w m 控制为例，讨论一个正弦波调制信号周期中三值逻辑p w m 状 态的切换。就二值逻辑p w m 状态切换而言，一个正弦波调制信号周期中，每隔6 0 。其 状态切换模式发生变化。这是因为，对于三相对称正弦波信号，其幅值大小关系每隔6 0 。 改变一次。另外，当p w m 开关频率与正弦波频率相比足够高时，一个p w m 开关周期 中的调制信号幅值可近似不变。图2 3 分析了一个正弦波信号周期中，三值逻辑状态的 变化。 12 - 3 456 兰，s 二1。二 ，、 几n几n厂 厂 几厂n厂 r 厂 nnr 厂几几 几厂n厂 厂 厂 nn厂 厂几n 几厂 厂 广 几厂 南。毒 ；，摹。玉一毒。：毒蛇 茹毛茹是茹怎茹是茹是书毛 毛_ j 如_ j 品- j 嘉_ j 嘉一j 品_ j 图2 3 三值逻辑p 1 l v m 波形及三值逻辑状态切换 a ) 正弦波调制信号b ) 三角波调制 c ) 三值逻辑开关函数波形d ) 各区间的三值逻辑状态切换 从图2 - 3 中可以看出：每6 0 。区域，三值逻辑状态在两个非零状态值与一个零状态 值之间来回切换。一个正弦波调制信号周期中，每个非零状态值在1 2 0 。区域相间出现。 然而，由于零状态值分布于整个正弦波周期中，并且共有3 个零状态值( 撑7 卅9 ) ，这就 需要进一步研究不同6 0 。区域零状态值的选取。为便于分析，将一个正弦波周期每隔6 0 。 分区，并记为i 。 考虑区域i 时的情况，此时三值逻辑在拌1 、拌3 、拌0 状态值间来回切换。图2 - 3 中， 由于撑1 、撑3 状态值所表示的三相c s r 开关状态中13 始终导通，为了确保在 1 、撑3 、撑0 状态之间切换时只有一对功率开关管发生状态变化，因此区域工时的零状态值应取撑9 。 区域i 中三值逻辑p w m 开关切换如图2 4 所示。 同理，可分析区域i i v i - - 值逻辑p w m 状态切换时撑o 状态值的选取。一个正弦波 调制信号周期中，所有状态值的切换及拌0 状态取值如图2 4 所示 ii i i i ii v !vi,i 一# 9 , 煳i 髟丽弱髟亍丽3i ；! 籍j 图2 - 4 一个正弦波周期中三值逻辑p w m 状态转换及零状态取值 华北电力大学硕士学位论文 显然，必须设置零状态取值的逻辑判别单元，一旦零状态有效。逻辑单元将根据正 弦波调制信号的不同区域，分别输出不同的零状态值( # 7 # 9 ) 。 2 3 3 三相c s r 调制信号预处理 当利用三值逻辑p w m 控制三相c s r 交流侧电流时，与电网基波频率相比，若其p w m 设调制信号& ，为一正弦信号，当p w m 开关频率足够高时，与三角载波p w m 相关的 e = k s m j ( t ) + 8 j ( t ) ( = 口，b ，c ) ( 2 - 1 7 ) 名( f ) 一开关函数e 的高频分量 f ) = q ，如( = 口，b ，c ) ( 2 1 8 ) 乙。= 4 呱 ( 2 1 9 ) 式中么：k a c ( 2 2 0 ) l 6 。= 阮( f ) ，f 6 ( f ) ，i 。( f ) r ( 2 2 1 ) 是= 瓯。( f ) ，瓯6 ( r ) ，& 。( f ) 】7 ( 2 2 2 ) c * 一 协2 3 ， ( 彳氐。( f ) ，彳既。( f ) ，4 瓯。( f ) ) 等效，如图2 - 5 所示。 l - 一r 一1 一； s m at s m b| s m c 图2 5 三相c s r 逆变桥受控电流源等效电路 华北电力大学硕士学位论文 针对图2 5 所示三相c s r 逆变桥的受控电流源等效电路，设置调制信号预处理环 节，是预处理环节的输入信号瓯。( 尼= 1 ，2 ，3 ) 能分别控制三相c s r 交流侧输出电流 f 以)( = a ，6 ，c ) 。 设输入信号矩阵s = 瓯。( f ) ，瓯：( a 瓯，( f ) 】7 ( 2 2 4 ) 当预处理变换矩阵为d ，则调制信号矩阵 是= d s l ( 2 2 5 ) 将式( 2 2 5 ) 代入式( 2 1 9 ) ，得 乙。= a c d s i ( 2 2 6 ) 当设置调制信号预处理环节，且使1 0 6 。= a s l 则可由输入信号s ，。( 尼= 1 ，2 ，3 ) 直接 控制三相交流侧电流1 0 6 。这就要求d = c 一成立，但由于矩阵c 的秩小于3 ，因此矩 阵c 不可逆。若将矩阵d 的秩降低，且定义 d ：三c 7 ( 2 2 7 ) 3 将式( 2 2 3 ) 、式( 2 2 7 ) 代入式( 2 2 6 ) ，化简得 乙。= a s i s o ( 2 2 8 ) 式中 f& = 氐，& ，瓯 7 js o - 盟莩监 q 。2 显然，当s o = 0 时，s o = 0 ，0 ，o 7 1 ，则式( 2 2 8 ) 可化简为 1 0 6 。= 彳s ( 2 3 0 ) 这表明：若调制信号预处理环节输入信号为三相对称信号，即无零序分量时，则 采用该输入信号可直接控制三相c s r 交流侧电流，以下就三相c s r 网侧不同的联结方 式( 、丫) 分别进行讨论。 ( 1 ) 网侧丫联结 当网侧采用丫联结时，只要调制信号预处理环节的输入信号中不含零序分量，则 式( 2 3 0 ) 控制得以实现。由于实际控制信号中可能含有零序分量，为此必须构造一 个新的输入变量s 。 s = s s o ( 2 3 1 ) 式中 华北电力大学硕士学位论文 is 。= s 。( f ) ，s 。：( f ) ，s 。，( f ) 】7 s = i ( ，) ，氐2 ( ，) ，& 3 ( f ) 7 ( 2 - 3 2 ) ls o = s o ，s o ，s o 。 这样新构造的输入变量s 历t ( f ) ( 七= 1 ，2 ，3 ) 已是无零序分量的三相对称量，因此 s z = g s , 。三相c s r 网侧丫联结时的调制信号预处理环节结构如图2 - 6 所示。 图2 - 6 三相c s r 网侧丫联结时的调制信号预处理环节 ( 2 ) 网侧联结 当网侧采用联结时，设三相c s r 网侧交流回路相电流矩阵为l 。，而线电流矩 阵为l 。，则 1 0 6 c = 瓯。 ( 2 3 3 ) 式中 k ，= 屯( f ) ，0 ( f ) ，屯( f ) 】7 1 0 6 。= 乞( f ) ，i b ( t ) ，( f ) 7 c * 一 亿3 4 ) 将式( 2 3 3 ) 与式( 2 2 6 ) 相减，得 c ( l 。一a d s i ) = c ( l 。一a s 2 ) = o ，0 ，0 】7 由于矩阵c 不满秩，为直接控制l 。，则必须使下式成立 ( 2 3 6 ) 华北电力大学硕士学位论文 上式表明：去除零序分量的三相对称信号可直接控制l u 。对于控制信号矩阵s ， 为使调制信号矩阵是中的变量为三相对称量，则需满足 是= s s o ( 2 3 7 ) 式中 s = 最。( f ) ，最，( f ) ，最。( f ) r 迎= 最。( f ) ，最。( f ) ，& 。( f ) r s o - - s o ，& ，瓯】r ( 2 3 8 ) 耻堂丛竽婴 值得注意的是，如果以联结的三个交流电动势回路中含有零序电流f 0 ，则此时网 侧电流不可控。因此，含有零序电流时的三相c s r 网侧联结时电流控制方程为 i 。= a s 3 + i o ( 2 3 9 ) 式中 22 i o , i o , i o 2，(2-40) 墨= 【& 。( f ) ，瓯，( f ) ，最。( f ) 7 三相c s r 网侧联结时，调制信号预处理环节结构如图2 7 所示。 图2 7 三相c s r 网侧联结时调制信号预处理环节 综合以上分析，由于采用了三值逻辑p 1 l m 信号发生要比三相v s rp w m 信号发生复杂， 其主要包括调制信号预处理、p w m 二值逻辑生成、二、三值逻辑转换、零状态判别及状 态信号分配等几个主要部分，其结构如图2 8 所示 华北电力大学硕士学位论文 2 4 小结 图2 - 8 三相c s rp t 】| l v l 信号发生结构 本章将电流型p w m 整流器与电压型p w m 整流器的拓扑结构进行了对比，分别建立了 电流型p i ! m t 整流器的a b c 坐标系、口一坐标系、d q 坐标系的数学模型。并从p w m 控制原理入手，详细分析影响整流器功率因数的主要因素；研究了电流型p w m 整流器 不同于电压型整流器的三值逻辑p w m 信号发生技术，其中包括二、三值逻辑转换、三 值逻辑p w m 状态切换、三相c s r 调制信号预处理。 华北电力大学硕士学位论文 第三章三相电流型整流器控制方法的研究 对三相电流型a c d cp w m 变流器的控制，目前有间接电流控制和直接电流控制。 而间接电流控制实质上是一种三相c s r 网侧电流的间接控制。间接电流控制易受主电 路参数变化的影响，且当电网电动势畸变时，会使三相c s r 网侧电流含有低次谐波。 严重时，动态过程甚至导致网侧电流振荡。为此，常采用网侧电流的闭环跟随控制，即 电流的直接控制。直接电流控制多为电流追踪型p w m 控制，根据控制电流方法的不 同，对于电流型整流器，电流追踪型p w m 控制又有许多不同的形式。目前，开关频 率固定p w m 控制和空间矢量p w m 控制是其最常用的控制方式。 c s r 直接电流控制是针对间接电流控制的不足( 动态响应慢、对参数敏感) 而提 出来的这种直接电流控制与间接电流控制在结构上的主要差别在于：前者具有网 侧电流闭环控制，而后者则无网侧电流闭环控制由于采用网侧电流闭环控制，使 c s r 网侧电流动、静态特性得到了提高，同时也使网侧电流控制对系统参数不敏感， 从而增强了电流控制系统的鲁棒性。目前，固定开关频率和空间矢量控制是电流型 p w m 整流器常用的直接电流控制方法。 3 1 固定开关频率的p w m 电流控制 三相固定开关频率的p w m 控制系统如图3 1 所示。 由图看出：这实际上是一个双闭环控制系统。外环是直流电流控制环，其目的 一般是保持屯恒定。外环调节器的输出为三相c s r 网侧电流峰值指令，二，将，二与同 步信号相乘，即得网侧电流指令信号e ，由c 及组成网侧电流控制环，其目的是要网 侧电流跟踪指令电流e 。 图3 1 三相c s r 固定开关频率控制框图 其中p w m 调制部分如前2 3 节所述，包括调制信号预处理、p w m 二值逻辑生成、 二、三值逻辑转换、零状态判别及状态信号分配等几个主要部分，其- - * hc s rp w m 信号 发生结构图如图2 8 所示。 显然，这是一种电流跟踪型控制方法，同时也是线性化的p w m 控制方法。一个开 华北电力大学硕士学位论文 关控制强耦合的三相p w m 整流器在固定开关频率p w m 控制方式下解耦为独立、线性 控制的三个单相p w m 整流器。 在固定开关频率的电流跟踪控制方式中，每相电流的变化只和该相输入电压和输出 电流有关，由于每相的输入电压和电流都是周期变化的，因此，电流的跟踪误差也是周 期变化的，而且跟踪的偏差和指令电流反向，当电源电压发生变化时也会影响到跟踪误 差的大小【1 5 】。 通过仿真研究发现，固定开关频率的电流跟踪控制方法具有开关频率固定、电流响 应速度快、系统鲁棒性好等优点。开关频率次谐波是输入电流的主要谐波，且谐波幅值 与交流侧电感、直流输出电压以及开关频率有关。另外，指令电流与实际电流误差放大 倍数的改变也会对此谐波幅值产生影响。这种控制方式下，输入电流中还含有一定量的 低次谐波分量。 3 2 改进的空间电流矢量控制 3 2 1 三相c s r 空间矢量的定义 设三相c s r 交流侧电流瞬时值分别为0 、0 、，当采用等量坐标变换时，可将三 相静止坐标系( a ，b ，c ) 变换两相静止坐标系心，) ，且坐标系( 口，) 中的三相c s r 交流 侧电流瞬时值可表达为【1 6 】【1 7 1 阱詈 ( 3 1 ) 其中，口轴与a 轴重合。 式( 3 1 ) 同样也可由复平面心，) 电流矢量描述，即 ，= ，+ - ，= 詈( ，+ ，e 孚+ f c ，p 孚。) ( 3 - 2 ) 若只考虑三相c s r 交流侧对称基波电流，且令 i o ，= 1 1 l ，c o sc o t t = i t o s ( c o f 一姿) j f c ，= ，胁c o s ( 珊h 娶) 式中。朋- - c s r 交流侧基波电流峰值。 ( 3 3 ) 一2止一2 一l 2笪2 l一2一；一 j 2压了 0 l 华北电力大学硕士学位论文 将式( 3 3 ) 代入式( 3 。2 ) ，得 ，每卜o s ( 卅妒+ c o 啪，+ 宁2 n - e 争l 4 ， 式( 3 4 ) 表明：三相对称基波电流可以由一空间同步旋转矢量描述。 再研究一下三相c s r 空间矢量的构成，由于三相c s r 采用三值逻辑p w m 控制， 则由表2 - 2 可得不同开关函数( q ，q 6 ，q ) 组合的电流空间矢量，其构成如图3 - 2 所示。 显然，除图3 - 2 以外的开关函数组合均为零状态组合，由于对应电流矢量的模为零， 故称为零电流矢量。 由于任意功率开关管导通时流入功率开关管的电流幅值均为幺，则由图3 - 2 ，易得 三相c s r 空间电流矢量的模值为 ，i 2 f f 2 百 、，j ( 3 5 ) 由图3 - 3 及式( 3 5 ) ，三相c s r 空间电流矢量可描述为 厶：丁扣“争争( k = 1 - 6 ) 6 ， 1 0 ( k = 7 ，8 ，9 ) 当厶有效时a 相上下桥臂全通，当厶有效时b 相上下桥臂全通，当厶有效时c 相上 下桥臂全通，所以当零矢量厶厶有效时，三相c s r 交流侧不输出任何电流，厶零 矢量统一表示为厶。 1 4 ( a ) ( d ) b b ( b ) ( c ) ( e ) ( f ) 图3 2 三相c s r 空间电流矢量的构成 1 9 华北电力大学硕士学位论文 ( a ) q 口= 1 ，q 6 = o ，q c = 一i ( c ) q = 一1 ，q 6 = 1 ，q = 0 ( e ) q d = 0 ，q = 一1 ，q c = 1 ( b ) q 口= 0 ，q 6 = 1 ，q c = 一1 ( d ) q 口= 一1 ，q = 0 ，q c = 1 ( a ) q = 1 ，q 6 = 一1 ，q = 0 1 0 1 ) i7 ( 0 0 0 ) i8 瓦时，取 互= 器 正：三生 2 互+ t 3 3 三相电流型p w m 整流器的空间矢量控制的仿真 3 3 1 各个模型搭建 前面我们比较详细的分析了p w m 整流器的电压空间矢量控制原理。下面我们对它进 行仿真分析，仿真模型如下： 1 ) 扇区计算 c o n s t a n t l 图3 6 空间矢量扇区计算模型 2 ) 从三相静止坐标到两相静止坐标的变换 图3 7 空间矢量中从三相静止坐标到两相静止坐标的变换 华北电力大学硕士学位论文 3 ) a 、b 、c 计算模型 4 ) t l ，t 2 计算模型 图3 8 空间矢量中a b c 计算模型 图3 9 空间矢量中t 1 、t 2 计算模型 5 ) i g b t 触发波形的生成 由第二章开关矢量选择可知各矢量的切换顺序，从而得出触发脉冲波形如图3 1 0 ( b ) 所示，又由三值逻辑与二值逻辑的关系得到对应的三角载波调制的各相对应关系 如图3 1 0 ( a ) 所示，设三角波的周期是i g b t 的开关周期t s ，且三角波为等腰三角形， 各相调制信号的幅值从下到上依次为荨、荨+ r 2 l 、每+ 吾十季，现令瓦= v 4 0 ； 瓦= 手+ 寻；瓦= 荨+ 吾+ 墨2 。则可得如毒3 - 4 所示关系。表3 - 4 所示关系的仿真图为图3 1 1 所示，图3 1 2 为s v p w m 信号的产生，是通过设置一个周期为t s 的三角波函数，将该函 数的输出值与各相开关导通时间相比较得到的【1 4 1 。 华北电力大学硕士学位论文 1 o 。 一1 1 b )q b 一1 1 o o 一1 123456 u n u a u b u b u u o 、i kr hhkt hl 。 ， u b，u a，u e u 秦 ， u 氐，u e 、 厂 厂几几门几 n 厂门厂 厂 厂 几n厂 几几n 厂 r 1 厂r 厂 nr 厂 厂nn 几厂 门r 厂 厂 图3 1 0 三值逻辑开关函数波形及各区间电流矢量的切换 a ) 与三值逻辑对应的三角波载波调制b ) 三值逻辑开关函数波形c 0 各区间电流矢最的切换 表3 4 扇区号与各相导通时间的对应关系 m u l t l p o r t s w i t c h 2 图3 1 l 扇区号与各相导通时间的对应关系 2 6 华北电力大学硕士学位论文 6 ) 空间矢量控制仿真模型 图3 1 2s v p w m 触发信号的生成 图3 1 3 空间矢量控制仿真模型 3 3 2 系统仿真实验 仿真系统的相关参数如下： 交流侧线电压为3 8 0 v ，频率5 0 h z ，进线滤波电感0 3 m h ，进线滤波电容6 0 u f ，电 阻0 0 5 q ：直流侧滤波电感l o m h ，滤波电容2 0 0 u f ，负载电阻为2 q 。开关频率为3 k h z ， ， 兰! ! 皇垄奎堂! 墨圭堂篁丝茎 - _ 一 直流参考输入电压开始时设定为2 0 0 v ，在0 0 3 3 秒时设为2 5 0 v 。 仿真波形图如图3 - 1 4 3 1 7 所示，图3 1 4 为基于本文给出的调制方法产生的a 相 s v p w m 调制波，图3 1 5 为经滤波之后的网侧三相电流输入波形，图3 - 1 6 为a 相的电源 电压和a 相网侧电流波形，图3 1 7 为直流电压输出波形。可以看出，在0 0 1 秒时直流 电压稳定在参考值2 0 0 v ，在0 0 3 3 秒时，突然改变直流参考电压输入为2 5 0 v ，在0 0 4 2 秒时稳定在参考值2 5 0 v 。 图3 1 4a 相s v p h f l d 调制波 图3 1 5 经滤波之后的网侧三相电流输入波形 z 涮。弋。 z l 似 f ； 缨 ， 一 ，刈跋2 八 p 一，l 窿畦琢 涤! 臻 w 歹i - 0 l 图3 1 6a 相的电源电压和网侧电流波形 ，i 厂 ： l 4 图3 1 7 直流电压输出波形 从图3 1 4 可以看出，s v p w m 实质上是对s p w m 的改进，即调制信号是正弦基波与三 次谐波的叠加，因而提高了直流电流的利用率。从图3 - 1 4 3 - 1 7 可以看出，网侧相电流 华北电力大学硕士学位论文 经过电感和电容滤波之后，电流波形接近正弦波，谐波含量i x ；且与电源电压同相位， 实现了单位功率因数运行；直流侧电压动态响应速度快、超调小。 3 4 两种控制方法比较 前面研究了三相c s r 两种p w m 信号发生技术，即基于三角载波调制和空间电流矢 量调制的三值逻辑p w m 波形发生技术。下面对这两种控制方法进行比较9 1 ： 1 ) 直流电流利用率 所谓三相c s rp w m 电流利用率7 7 l 是指c s r 交流侧电流屯( 尼= 口，b ，c ) 的基波峰值。 与直流电流匕比值的百分数，即 r h = 竽1 0 0 ( 3 1 7 ) 如 对于三角波调制，三相c s r 交流侧基波电流峰值。= 3 ( 匕2 ) ，则三相c s r 三 角载波p w m 电流利用率为 驴每枷。= 鱼2 圳。娟6 对于空间电流矢量p w m 控制，若以单三角形矢量合成模式为例进行研究。设，位于 区域i i ，且矢量，与，夹角为厂，则两个有效矢量厶、厶的施加时间石、五分别为 弦i 枷n ( ，) ( 3 - 1 9 ) 【互= i s i n , 式中 由于调制过程必须满足 ，：盟 1 m r 出 互+ 互c 则将式( 3 1 9 ) 代入式( 3 2 1 ) ，得 i “s i n ( - ；一n + i ms i n y _ 1 化简式( 3 2 2 )