（电力电子与电力传动专业论文）基于软开关的大功率双向dcdc变换器的研究.pdf

s t u d y o fah i g h - p o w e rb i - d i r e c t i o n a ld c d c c o n v e r t e r b a s e do ns o f t - s w i t c h i n g a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to f s c i e n c ea n dt e c h n o l o g y , b i d i r e c t i o n a ld c d cc o n v e h e r s a t e i n c r e a s i n g l yu s e d i l l a p p l i c a t i o n ss u c ha sd cu n i n t e r r u p t i b l ep o w e rs u p p l i e s ， a e r o s p a c ep o w e rs y s t e m s ，h y b r i d e n e r g y e l e c t r i cv e h i c l e ，d c p o w e ra m p l i f i e r a n d b a r e d e n e r g ys t o r a g es y s t e m e m p l o y i n gs o f t - s w i t c h i n gt e c h n i q u e si nb i d i r e c t i o n a ld c d c c o n v e r t e r sr e d u c e s s w i t c h i n g l o s sa n d i m p r o v e se f f i c i e n c y o ft h ec o n v f f t t e r s t h e s o f t - s w i t c h i n g c o n v e r t e r sc a n o p e r a t ei nh i g h e rf r e q u e n c g a sar e s i i l t ，t h ec o n v e r t e r sw i l lh a v eh i g h p o w e rd e n s i t ya n d f a s td y n a m i cr e s p o n s e i i lt h i s d i s s e r t a t i o n , an o v e lb i d i r e c t i o n a ld c d cc o n v e r t e r st o p o l o g yw a s d e s i g n e d , w i t c hu s e d i 1 1v e h i c l ep o w e r s u p p l ys y s t e m s t h e c o n v e r t e ri sc o m p o s e do f f u n d a m e n t a lb i d i r e c t i o n a ls w i t c hc e l l ，u s i n gp h a s e - s h i f t e df u n - b r i d g ez v sp w m d c d cc o n v g r l e ri nb u c kc i r c u i ta n du s i n g p u s h - p u i lb o o s t c o n v e r t e ri nb o o s tc i r c u i t t h ew h o l eh j 曲p o w e rs w i t c hs u p p l yh a v ef o u rb i d i r e c t i o n a ld c d cc o n v e r t e r s w h i c ha r ep a r a l l e lc o n n e c t i o n t h et h e o r yo fp h a s e s h i f t e d f u l l - b r i d g ez v sp w m d c d cc o n v e r t e ra n dt h e t h e o r yo f p u s h - p u l lb o o s tc o n v e r t e r a r ei n t r o d u c e d t h em e t h o d so f r e a l i z e z v s ( z e r o v o l t a g es w i t c h i n g ) i ss t u d i e di nd e t a i l t h ec o n t r o lc i , e u i ta n dp r o t e c t e dc i r c u i ti s a l s od e s i g n e di nt h i sd i s s e r t a f i o n f i r s tp s p i c es i m u l a t i o nw a su s e d w i t c h p r o v e d t h e f e a s i b i i t yo f t h ep r o j e c t t h e np r o t o t y p ea e r o p l a n ew 器e x c o g i t a t e dt ov a l i d a t et h e r e s u i t f i n a l l y , t h ee x p e r i m e n t a lw a v e so f t h ep r o t o t y p ea r eg i v e n k e yw o r d ：b i d i r e c t i o n a ld c d c ，s o f t - s w i t c h i n g , p u s h - p u l lb o o s t , p h a s e - s h i f t e df b s i m u l a t i o n 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写 过的研究成果也不包含为获得佥壁工些盔堂或其他教百机构的学位或证书而使 用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示谢意。 学位论文作者签名：全列走 签字日期：口严年占月日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解盒g 三些太堂有关保留、使用学位论文的规定，有权保留 并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘允许论文被查阅和借阅。本人授权金 目b 王些盔堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、 缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：金纠疋 签字日期：口 年占月日 学位论文作者毕业后去向： 工作单位：上海望砑电源石沅所 通讯地址： 导师签名： 签字日期：。i ，年占月占日 电话： 邮编： 功偌 、勿 认 叶 致谢 本文是在导师杜少武副教授和高衡初副教授的精心指导下完成的，整个硕 士阶段，自始至终得到了我的导师的悉心指导和无微不至的关怀。从课程学习、 论文选题到论文成稿，都倾注了杜少武老师的大量心血。高老师在学习方面为 我提供了许多便利条件，在科研方面给我导向，让我深受启迪，使我在各方面 都取得了长足的进步。两位老师渊博的知识、严谨求实的科学作风、忘我的工 作精神、开阔的胸怀、谦虚和蔼的为人、诲人不倦的良师风范，都深深地感染 和教育了我，使我一生受益。在此谨向恩师杜少武老师和高衡初老师致以最诚 挚的敬意，并表示衷心的感谢。 在学习、科研和论文工作中，还得到了葛锁良副教授的热情指导，在课题 研究阶段和他在一起我学至很多知识和处世之道，在此我向他表示深深地感谢。 向所有在硕士研究生阶段曾经帮助过我的老师深表谢意。还有我那些关心 帮助我的同学们，他们是张国兵、刘保颂、杜风付、吴定国、刘文慰、王雪飞 等。在此向他们表示感谢。 感谢我的父母和我的兄弟姐妹，他们对我的关心和鼓励是对我最大的支持， 我的任何成绩都应该归功于他们的教育和支持。 最后，在此感谢审阅、评议本论文及参加论文答辩的专家和老师们。 作者：金波 2 0 0 4 年5 月 第一章绪论 电力电子技术是应用于电力领域的电子技术，使用电力电子器件对电能进 行变换和控制的技术。电力电子技术主要用于电力变换，是开关电源技术发展 的基础。随着新型电力电子器件以及适用于更高开关频率的电路拓扑和新型的 控制技术的不断出现，开关电源朝着小型化、高效率、低成本、低电磁干扰、 高可靠性、模块化、智能化的方向发展。开关电源的主要组成部分是开关型 d c d c 变换器，它是整个变换的核心。随着科技和生产的发展，对双向d c d c 变换器的需求日益增多，主要有直流不停电电源系统、航空电源系统、电动汽 车等车载电源、直流功率放大器及蓄电池储能等应用场合。软开关技术的应用 可以降低d c 仍c 变换器的开关损耗，提高变换器的工作效率，为变换器的高频 化提供可能性，从而大大缩小变换器的体积，提高变换器的功率密度和动态性 能。 1 1 双向d c ，d c 交换器的应用 一、直流不停电电源系统( d c u p s ) 在直流不停电电源系统中，一般有两种系统结构，一种是在直流总线上直 接并联合适电压等级的蓄电池组，保证直流负载不间断供电。该系统的优点是 结构简单。但由于一般蓄电池的电压变化范围很大，造成直流总线的电压也有 较大的变化。另一种系统结构使用双向d c d c 变换器的结构方式如图1 1 所示， 蓄电池组经过双向d c d c 变换器并接到直流总线上，正常供电时，a c d c 变 换器调整稳定直流总线的电压，对直流总线上所挂按负载供电，此时双向 d c d c 变换器承担备用蓄电池的充电工作，一且外部交流电源掉电或其它故障 发生造成直流总线掉电，双向d c d c 变换器就迅速反应，以反向方式工作控制 备用蓄电池放电，从而维持直流总线电压的稳定。使用该结构的d c u p s 可以 为接于总线的负载提供高品质、可靠的供电环境。 图1 1 直流不停电电源系统图1 2 航空电源系统 二、航天电源系统( a e r o s p a c e p o w e rs y s t e m ) 在卫星及空间站等航天电源系统中，如图1 2 ，双向d c d c 变换器成为其 中的关键性部件。航天电源系统的能源主要包括太阳能电池阵列、高能蓄电池。 通常太阳能电池阵列工作在最大功率跟踪点( m a x i m u m - p o w e r - t r a c k i n g p o i n t ) ， 当日光充足时，太阳能电池阵列除保证负载的正常供电外，将多余能量通过双 向d c d c 变换器储存到蓄电池中；当日光不足时，太阳能电池阵列不足以提供 负载所需的电能，双向d c d c 变换器反向工作向负载提供电能，双向d c d c 变换器充当蓄电池的充放电管理器，它设计的好坏直接影响到航天器上蓄电池 的利用效率和寿命长短。 三、电动汽车( e l e c t r i cv e h i c l e ) 电动汽车、各种大型车载和舰载系统中，双向d c d c 变换器的应用越来越 广泛。本论文即是要研究应用在该类系统一种双向d c d c 变换器。 出于环保和能源的考虑，电动汽车将来有可能成为陆上主要交通工具之一， 而双向d c d c 变换器在电动汽车中有着广泛的应用。 电动汽车中的电动机是典型的有源负载，从其输入端来看既能吸入能量也 可输出能量。双向d c d c 变换器的一大应用场合便是电机驱动系统。特别是应 用蓄电池为能源的电机驱动系统。由于电动汽车中的电机运转速度极宽，频繁 加速、减速，而且蓄电池的电压变化范围也很大，相对于般的驱动方法，使 用双向d c d c 变换器可以明显提高电机的驱动性能。另一方面，双向d c d c 变换器可以将制动刹车时由动能转化而来的电能回馈给蓄电池，这样不但可以 节省能源，优化电机控制提高效率和性能，同时可以避免在用单向d c d c 变换 器时出现的反向制动无法控制和变换器输出端出现浪涌电压等不利情况。 对于直流电机来讲，可用图1 3 所示常见的双向d c d c 变换器直接驱动方 法。而对于交流电机、同步电机、永磁无刷电机等电机则采用间接驱动的方法， 双向d c d c 变换器可以调节逆变器的输入电压，并使得回馈制动控制容易。近 年来，一些低输入感抗的电机应用越来越多，主要得益于它的高功率密度、低 的转动惯量、平滑的转动以及低成本等优点。但对于通常的固定电压驱动的方 式来讲，低感抗必然意味着会出现大的电流纹波，同时造成大的铁耗和开关损 耗，这时使用双向d c d c 变换器就可以解决这个问题。以无槽轴流永磁低感抗 ( 例如几百u h ) 的低速大转矩直流电机的驱动为例，如图1 4 所示，这类电机 一般可用于电动汽车的直接车轮驱动，双向d c d c 变换器被用来调节逆变器的 输入电压，从而使电机的脉动电流小，电机的电流跟踪转矩参考信号，电机的 运转更加平稳，损耗减小，同时逆变器的开关应力降低而且控制被简化。再生 制动时，电动汽车的动能转换为电能经双向d c d c 变换器回馈到蓄电池。另外， 若将图1 4 中的逆变器输出端口脱离电机而转接交流电网，双向d c d c 交换器 则同逆变器的整流桥合起来变为车上具有单功率因数校正的电动汽车蓄电池充 2 电器。 燃料电池电动汽车和混合能源电动汽车也需要双向d c d c 变换器。如图 1 5 所示，燃料电池系统中一般含有一个压缩电机消耗单元，正常运转情况下， 该压缩机可由燃料电池输出电压供电，但在电动汽车启动时，燃料电池电压尚 未建立起来，需要辅助电源来供电。这个辅助电源有两个功用：在燃料电池 发电前通过双向d c d c 变换器升压，提供高电压总线的能量；当汽车制动时， 逆变器和双向d c 仍c 变换器再将再生制动的能量存储到蓄电池中。 双向d c d c 变换器在电动汽车中的应用还包括为弥补蓄电池瞬时输出功 率有限的缺陷，通过加入超容电容和双向d c d c 变换器达到增加瞬时功率，从 而提高系统的加速和减速性能的目的。 图1 3 双向d c i d c 交换器直接驱动直流电机图1 4 低感抗直流电机驱动与再生制动 图1 s 燃料电池电动汽车电力驱动系统 四、直流功率放大器f d cp o w e r a m p l i ：f i e r ) 双向d c d c 交换器因其输出端瞬时既可输出能置也可吸入能量，相对于单 向d c d c 变换器具有更为快速的动态响应，可以用作直流功率放大器，这样的 放大器的频响宽、效率高。 五、蓄电池能量储备系统( b a t t e r ye n e r g ys t o r a g es y s t e m ，b e s s ) 双向d c d c 变换器还用于蓄电池能量储备系统，达到电网调峰、高效用电 以及保证电网质量的目的，同时也可加入有源滤波功能。另外，双向d c d c 变 换器也可能会被应用到地面的大功率直流储能系统中。1 2 3 1 。2 双向d c d c 变换器的原理 我们所熟知的d c d c 变换器多数是单向工作的，如图1 6 所示，由于通常 的单向d c d c 变换器中的主功率传输通道上一般都有二极管这个环节，因此能 量经由变换器流动的方向只能是单向的，即在图中能量只能从v l 传输到v 2 ， 而不能反向流动。然而对于有些需要能量双向流动的场合( v 1 和v 2 可以是直 流电压源或直流有源负载，它们的电压极性保持不变，能量在不同时刻可以由 v l 流向v 2 ，也可以由v 2 流向v 1 ) ，如仍使用单向d c 仍c 变换器，则需要将 两个单向d c 仍c 变换器反向并联，这样总体电路就会变得复杂化，实际上完全 可以把这两个变换器的功能由一个变换器来完成，也就是使用双向d c d c 变换 器。 能量流动方向( i i 0 ) 一 单十挈j ”i i + f l 能量正向流动 ( 1 1 0 ) - - 一 能量反向流动 ( 1 1 0 ，1 2 i o t a 一b ： l i l 。 土一n |。 7 v a b 、i | c 0t l? t 2t 3 够f t 6 7 p ， 7 占空比丢失 l _1 _ 、 v ： ；蒯黼 图2 5 移相控制全桥电路的理想工作波形 全桥z v s p w m 变换器在一个开关周期内共有1 2 个不同的工作过程，虽然 主要开关器件m 1 m 4 ，c 1 c 4 ，d 1 d 4 ，其工作状态在1 2 个过程中均不相同， 原理上正半周与负半周对称相同。一个完整的正半周包括以下六个工作过程： ( 1 ) 原边电流i p 正半周功率输出过程( t o t 1 ) 在t 0 之前，开关管m 1 、m 4 已导通，并在( t 0 t 1 ) 维持m 1 、m 4 同时导通， m 2 、m 3 截止；输出整流管d 5 导通，d 6 截止。因此在此期间，图2 4 中a 点电压 u a = u i ( 电源电压) ，b 点电压u s = o ，即u a b - u i ，该电压加在变压器原边绕组两 端( 包括附加电感l r ) ，使原边绕组电流线性上升，其电流变化率为d i p d t ，故 电源的能量不断转化为磁能储存于电感线圈和送到负载。电流回路如图2 6 ( a 所 不a ( 2 ) 超前臂谐振过程“1 t 2 ) 在t l 时刻，开关管m i 的驱动脉冲变为低电平，使m 1 截止。而原边电感线圈 中的电流不会突变，仍维持i p 从左向右正向流动，故超前臂并联电容c l 、c 2 迅 速冲放电它们与等效电感( l r + n 2 l 1 ) 串联谐振，使u a 快速降低。在( t l t 2 ) 因原边电压u a b o ，故副边感应电压极性仍上正下负，使d 5 导通，1 ) 6 截止。电 流回路如图2 6 ( b ) 所示。 ( 3 ) 正半周箝位续流过程( t 2 t 3 ) 在t 2 时刻之前，d 2 导通箝位，= 0 ；谐振结束，c 1 、c 2 完成冲放电之后， 原边电流i p 仍维持正向流动，在m 2 导通之前i p 的续流回路从i c l 、i c 2 转移到d 2 导 通续流，如图2 6 ( c ) 所示。因此t 2 时刻加到m 2 的驱动脉冲变为高电平时实现零电 压开通，此时d 2 已提前提供了原边电流的续流回路，虽u a b = 0 ，但原边仍按原 方向流动。 r 4 ) s 4 关断后谐振过程：i p 急剧下降t 4 ) 在t 3 时刻，开关管m 4 的驱动脉冲变为低电平，使其截止。此时i p 刚降n 1 2 ， 仍按原方向对c 4 充电，同时使c 3 放电，电流回路如图2 6 ( d ) 所示。由于c 4 充电 电压从0 变为正极性，使u a s 变为负极性，副边感应电压为上负下正，则二极管 d 6 导通。上端绕组虽感应到反向电压，但其中较大的正向电流不会突变，二极 管d 5 仍导通。 ( 5 ) 谐振结束时d 3 导通续流，原边电感储能回馈( t 4 - - t s ) 在t 4 时刻c 3 、“与h 串联谐振，l b = u b 迅速升到u ，使d 3 导通续流，将 m 3 的电压钳位在零，使m 3 在零电压下开通。要求m 3 、m 4 的驱动信号之间的死 区时间t d ( t 4 t 3 ) 。该期间电流回路如图2 6 ( e ) 所示，因“时刻d 3 已导通续流， 使原边电流又经d 3 返回电源，滞后臂死区时间在应在( t a t 5 ) 结束，即m 3 应在 此期间内道通。 ( 6 ) 原边下冲过零点后开始反向增大t 6 ) 在( t 4 巧) 原边电流正向减小到零之前，m 3 已导通，且m 2 在t 4 之前也导 通。因此在( t s - - t 6 ) 由于副边两个二极管同时导通切断了反射电感n 2 l 1 ，故原边 电流i p 按最大变化率下冲到0 时( t 5 ) ，二极管d 2 、d 3 自然关断。t 5 之后原 边电流仍按该变化率从零值向负方向增加，此时m 2 和m 3 为i p 提供通路。由 于i p 仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，其电流回路如 图2 6 ( d 所示。在t 5 时如果m 3 仍未导通，即死区时间t 2 过长，因附加电感 l r 值较小，原边电流在过零点后滞后臂并联电容c 2 、c 4 发生充放电过程，则 u b 迅速降低而关断d 3 ，使开关管m 3 难以实现零电压开通。死区时间t 2 越 长，m 3 两端的电压差越高，其开通损耗越大，这正是软开关电路设计需尽量 避免的。在t 6 时刻，半个周期结束，开始另半个周翅的工作，其工作过程完全 类似于上述半个周期。b 1 2 , 1 3 4 ( a ) ( t 0 - t 1 ) 1 4 ( t l t 2 ) ( c ) ( t 2 t 3 ) ( e ) ( t 4 t s )( f ) ( t 5 硒) 图2 6 一个完整的正半周包括以下六个工作过程 2 1 3 超前臂和滞后臂零电压的实现 由移相全桥零电压的工作过程原理可知，各开关管是在其寄生电容或并联 电容的作用下实现零电压关断，要实现开关管的零电压关断，谐振电容充放电 时间必须大于开关管关断时间。但要实现开关管的零电压开通，必须有足够的 能量来抽走将要开通的开关管的结电容( 或并联电容) 上的电荷，并给同一桥 臂关断时的开关管结电容( 或并联电容) 充电，同时，考虑到变压器原边绕组 上的电容c n ，还要一部分能量来抽走交压器原边绕组中的寄生电容中的电荷。 即必须满足下式： ， 1 11 e 毒g 叼+ i 1 - u 。2 + 寺c ，珥= c 四十寺g 四( i = l e a d ，1 a g ) ( 2 1 ) 二 二 要实现开关管的零电压开通，必须满足两个条件：( 1 ) 谐振电路本身的参数 与状态应保证能通过谐振使导通管的结电容完全放电：( 2 ) 驱动信号必须在导通 管的结电容完全放电后给出，即同一桥臂的开关管的关断导通的时间间隔必须 要大于电容的充放电时间。i ，1 对于超前臂来说，比较容易实现开关管的零电压开通。在超前臂开关管 开通时，谐振电感l r 是由变压器漏感和反射到原边的输出滤波电感n z l l 构成，由 于通常反射到原边的输出滤波电感n 2 l l 很大，电感储能很容易使电容c 1 、c 2 完 成充放电转换，在超前臂开关过程中，其电流近似不变，类似于一个恒流源， 这样只要使超前桥臂的导通与关断信号的时间间隔： t d _ l e a d 警( 1 0 般载 ( 2 2 ) 其零电压开通的条件就可得到满足。 而对于滞后臂而言，要实现开关管的零电压开通就比较困难了。在滞后臂 关断后形成的谐振回路中，由于变压器副边处于续流阶段，原副边短路，谐振 电感只为变压器漏感l f ，谐振时由变压器漏感释放能量，使开关管m 3 、m 4 的 结电容( 或并联电容) 完成充放电的状态转换。当相应的电容电压谐振下降到 零时，相应的开关管实现零电压开通。为了实现开关管的零电压开通，应该满 足条件： 11 去l r 砬 c t 职+ c 恤联 ( 2 3 ) 二 但是变压器的漏感一般较小，特别是负载轻时，漏感中的能量不够c 3 、c 4 完成充放电转换，滞后臂就不能实现零电压开通。所以说移相全桥零电压p w m 变换器实现z v s 的关键在于滞后桥臂。实现滞后桥臂z v s 大致有以下几种方 法： 一、增加谐振电感l r 增加谐振电感量，使滞后臂实现零电压时的谐振电感中的能量变大来实现 在一定范围内滞后桥臂的z v s 。已知一个最小的负载电流，根据这个电流值， 忽略励磁电流，可得到1 2 的最小电流值，再利用2 3 式可以计算出所需的最小 谐振电感。但这会使副边占空比丢失的情况更加严重。 二、采用辅助网络增强滞后桥臂实现z v s 的能力 在滞后桥臂实现零电压开关的过程中，根据电流增强原理，由辅助网络和 谐振电感同时给开关管的并联电容充放电，在各种工作状态下使之在开关管开 通之前能抽完并联于该开关管的电容中的能量。这样可以减小所需的谐振电感， 因此可减小副边占空比的丢失。这种改善的拓扑仍然采用z v s 控制方式。 三、采用饱和电感的办法 就是将谐振电感改为饱和电感。理想的饱和电感，当其上通过电流小于i r ( i c 称为临界饱和电流) 时，其电感量为一恒定值l s o ，储能正比与通过电流的 平方：当其上通过电流大于i c 时，其电感量将为接近于零，储能维持恒定不变a 这样就可根据最小负载电流设计饱和电感的饱和电流和饱和电感值。而当原边 电流从一个方向向另一个方向变化时，该饱和电感只在电流小于i c 段起作用， 其余部分电感为零，电流直线变化，因而可大大减小占空比的丢失。 5 a 4 1 2 1 4 副边占空比丢失分析 在相移控制零电压p w m 变换器中，由于变压器的漏感的存在，使得原边的 电流在从正向( 或负向) 变化到负向( 或正向) 时，上升或下降都存在一定的斜率， 虽然原边有正电压( 或负电压) 的方波，但原边不足以提供负载电流，副边的 二极管都导通，负载处于续流阶段，其两端电压为零，这样副边就丢失了这 段时间的电压方波，也即占空比丢失了，如图2 5 中所示部分。而在这些时间段 内，原边电流可看作是以斜率u i l , 线性变化，其斜率的值越大，这两个时间段 的间隔越小，占空比损失就越小。 如图2 5 ，纯) = l ，( f 6 ) = 一，t 3 t 6 的时间间隔为d 每，故可得到损 失的占空比为： d 。等( + 厶) a 轰- 【2 ，d 一等( 1 一d ) 争 ( 2 4 ) 如果考怠输出滤波电感数值很大，忽略电感电流的纹波，在一个开关周期中 将滤波电感等效为一值为厶的恒流源，则； d 。4 1 , 1 0 ：4 z , f , l o( 2 5 ) 们：u n u 从上式可看出：l ，越大，d 越大；负载越大，d 越大；u 越小，d 越大。 d 的产生使有效占空比减小，在输入电压最低、负载电流最大时，占空比的丢 失最为厉害，为了在得到要求的输出电压，必须减小变压器的原副边的匝数比。 而匝比的减小又会使原边电流增加，开关管的电流应力加大，通态损耗加大， 同时副边整流二极管的电压应力也加大。 2 2 具有推挽式的d c d cb o o s t 变换器 2 2 1 推挽式变换器的原理 推挽式变换器电路实际上是由两个正激式变换器电路组成，只是它们工作 时相位相反。在每个周期里，两个功率管交替导通和截止，在各自导通的半个 周期内，分别把能量传递给负载，所以称之为“推挽”电路。推挽变换器由推 挽逆变器和输出整流、滤波电路构成，推挽逆变器将低压直流电转化为高压交 流电，输出整流、滤波电路再将高压交流电转化为高压直流电，故推挽交换器 属于直流- 交流一直流变换器。由于直交变换器提高了工作频率，故变压器和输 出滤波器的体积均可以减小。输出整流电路有两种基本类型：全波整流电路和 桥式整流电路，全波整流电路应用于输出电压较低的场合，这样可以减少整流 电路中的通态损耗；桥式整流电路应用于输出电压较高的场合，这样可以降低 整流管的电压定额。推挽变换器原理如图2 7 所示，其功率管娩、m 3 电压波形如 图2 8 所示。 图2 7 推挽变换器原理图 图2 8 推挽变换器功率管电压波形 起冉勺 当m 2 导通时，高频变压器原边感应电压上负下正。通过m 2 的电压降为 。r 。( 置。为功率管通态电阻) ，此时，加在变压器原边上半部分的方波电 压为：一k r 。，在一个周期中持续时间为乙。设。= ，：= n ，整流二 极管的正向压降为( 一般快恢复二极管的正向压降为1 v ，肖特基二极管的正 向压降为0 5 v ) ，则输出直流电压： = ( 吃一丘z 震c e x s p ) 一2 】x 二鲁旦 ( 2 6 ) 由于，。r 。和都比较小，可以忽略，因此有 k = 写笋 ( 2 ，) 设l 表示输入电流平均值，乇表示输出电流平均值。当忽略电路损耗时， ( 2 8 ) 忽略开关管的导通压降，由于原边两个绕组匝数相等，则功率管承受的最 大电压值为： = 2 v m ( 2 9 ) 设电感l 上电流变化量为a = 2 1 1 。当二极管导通时，流过整流二极管管 的电流最大值为： ( k 。争一) 毛 ，m = a l = j 一 ( 2 1 0 ) l 当功率管刚截止时，四个二极管同时起到续流的作用，假设其特性一致， 励磁电流形成的反向电压忽略不计，则流过每个二极管的电流最大值为流过储 能电感电流最大值的一半，即为：，。= o 5 1 2 。二极管承受的最大反向电压 ：警 ( 2 1 1 ) v 口 在推挽电路中，考虑到变压器漏感的影响，在功率管截止时，漏感储存的 能量会在功率管的集射极之间叠加很高的电压尖峰。 2 2 2 推挽式d c i ) cb o o s t 变换器 如图2 9 所示的推挽式d c d cb o o s t 变换器是在b o o s t 变换器的负载电阻r 与 滤波电容c 之间嵌入一个推挽式直流变换器而形成的。此电路也可以看成是一个 带有预调整的d c d c 变换器，它适用于低电压、大电流的应用场合。1 4 9 1 如果图 中开关管m 2 、m 3 具有固定的导通比，即0 5 ；开关管m 1 的导通比可调。则开关 管m 2 、m 3 和m 1 的转换情况和电感l 中的电流i l ，开关管m 2 、m 3 的电流波形如 图2 1 0 所示。 2 1 囤2 9 推挽式d c d cb o o s t 变换器 9 厂厂 ； !1 1 广 厂 1 ： 一 厂广广厂 ： ； ，、，7 i ，7 ；7 、：7 、 ： 。 ： ! i 1 门r i 门门 d t s t s 2 t s 图2 1 0 推挽式d c d cb o o s t 变换器的电流波形 由电感l 两端的电压一秒平衡规律可得此电路的稳态电压比为： m ：旦：且l( 2 1 2 ) k 坼1 一d 式中d 为开关管m 1 的导通比。 推挽式d c d cb o o s t 交换器电路具有基极驱动电路不需要隔离，驱动电路 比较简单等优点。 5 0 , 5 t 】但是，它也有一些缺点，开关管要承受两倍的线性峰值 电压，还要加上由于变压器漏感引起的脉冲电压峰值，故适合于输出电压比较 低的场合。 2 3 双向d c 旬c 变换器中变压器偏磁问题 全桥电路是大功率电路常采用的结构，在工作过程中，偏磁现象降低了系 统的安全性和可靠性。推挽式d c d cb o o s t 变换电路更容易产生偏磁现象，也正 是由于偏磁，推挽式变换器一般只用在l k w 以下，本变换器的额定输出功率为 2 5 k w ，考虑留有一定裕量，变换器按3 k w 设计。因此解决其偏磁问题尤为重要。 偏磁是指变压器的磁芯的工作磁滞回线中心偏离了坐标原点，正反脉冲过程中 磁工作状态不对称的现象。 1 8 1 在推挽式d c d cb o o s t 变换电路开中，变压器磁芯特性如图2 1 1 所示，磁 通变化如图2 1 2 所示。开关管m 2 在工作周期的正半周导通，开关管m 3 在副 半周导通，若它们的饱和压降相等，导通宽度也一样，则电路工作在平衡状态。 变压器上施加的电压和工作磁通中的关系由下式给出： 矿：l 堂 也 ( 2 1 3 ) 一 一 一 “ 但 珏 + t s , 2 i ”：冬； ；_ ； 图2 1 1 磁芯特性示意图图2 1 2 磁通示意图 从图2 1 2 可见，在m 2 导通时，变压器内磁通从最大的负值一中按线性规律 下降，在导通终了时，达到正的最大值+ 中。下半个周期m 3 开始导通，此时磁 通便由+ o 开始向相反的方向变化，并在导通终了时达到。可见，电路在平 衡状态下，磁通是对称的。 若由于某种原因导致两个半周期内施加在高频变压器上的电压不相等( 例 如开关管的饱和压降有较大差异) ，或是开关管的导通脉宽不相等( 例如由于存储 时间的不一致，控制电路输出脉宽不相等以及反馈环路引起的不对称等) 时，功 率转换电路便工作在不平衡状态。此时磁通变化的幅度就不相同，磁通在一个 周期终了时不能返回到起始点，于是将在一个方向逐渐增大，其工作区域将偏 向一个象限，引起磁芯单向饱和，电流急剧上升，从而导致开关管损坏。同样， 全桥电路也会出现偏磁。 在脉冲宽度调制的开关变换器中，为满足输出特性的需要，脉冲的宽度需 要不断的调整；功率开关管的饱和压降、存储时间及控制电路的输出脉宽等不 可能完全一致，反馈回路引起的不对称也不可能完全消除，因此，在双向d c d c 变换器中，偏磁是必然存在的。目前采用抗偏磁的措旋有以下几种： 1 对于频率较低、功率较小的变换器，由于变压器绕组的阻值较高，自平衡能 力较强，可以采用增大磁芯面积，或使磁芯保留一定的气隙，并适当加大功 率器件的容量，可使偏磁的危害得到抑制或缓解。 2 使用m o s f e t 管可以在一定程度上抑制偏磁问题。这主要是m o s f e t 没有存 储时间，如果门极信号导通时间相同，则漏极导通时间也相同；同时m o s f e t 通态电阻具有正的温度系数，即温度升高时，通态电阻增加。导通电流大( 或 导通时间长) 的m o s f e t 管上功耗大，则通态电阻增大，m o s f e t 上电压增 大，加在变压器上的电压值减少，从而降低v s 值，在一定程度上抑制了偏 磁现象的发生。 3 在高频变压器的原边串联一无极性电容，可以有效地防止直流偏磁。但是电 容的存在降低了功率传递的效率，影响了装置的动态性能；同时，脉冲电压 严重不对称时电容上压降有可能超过电源电压的1 0 ，从而使装置在电源电 压下降或负载波动较大时运行不稳定。 4 尽量选用特性一致的开关管。 5 使用电流型控制方案。通过检测流过器件的电流，并以此来调整p w m 控制 器两路输出脉冲的宽度，将变压器励磁电流控制在一定范围内，来达到防止 偏磁的目的，这是最有效的措旌。 第三章软开关双向d c i ) c 变换器的研究与实现 3 1 双向d c d c 交换器的主电路的设计 本课题研究的双向d c d c 变换器的降压和升压变换均由主电路、控制电 路、驱动电路、检测保护电路和输出滤波环节构成，其主电路如图3 1 所示。 当v l v 3 工作，v 4 ，7 封锁时，继电器k 2 动作，系统工作在升压状态，升压变 换为推挽式的d c d cb o o s t 功率变换，如图3 2 所示；当v 4 v 7 工作，v l v 3 封锁时，继电器k l 动作，系统工作在降压状态，降压变换采用移相全桥式z v s p w m 功率变换，如图3 3 所示。 图3 1 双向d c d c 变换器的主电路图 图3 2 升压变换时的主电路 v 4 ，誓| i j 事c 8 f 7 一u 厂胡， v 5 1 一k 十 jk 图3 3 降压变换时的主电路 3 1 1 高频变压器的设计 一、磁芯材料的选择 开关电源变压器磁芯多是低磁场下使用的较磁材料，它有较高磁导率、低 的矫顽力和商的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的励磁电流 就能有较高的磁感应强度，线圈就能承受较高的外加电压，因此输出一定功率 要求下，可减小磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞回环面积小，则铁损也小。高 的电阻率则使得涡流小，铁损小。 铁氧体软磁材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，尤其适合高频下使用， 并且价格便宣，本变换器中高频变压器使用铁氧体材料的磁芯。【3 】 二、功率容量估算 r 2 k b 铁氧体磁芯e e 8 5 的中心柱截面积： a ，= 2 7 2 x 2 8 2 = 7 6 7 ( c m 2 1 ；( 3 1 ) e e 8 5 的窗口面积： a 。= 高度( 5 9 ) x 宽度( 1 4 5 ) _ 8 5 5 ( c m 2 ) ；( 3 2 ) 因此e e 9 5 的功率容量乘积： 4 。x4 = 7 6 7 8 5 5 = 6 5 6( 3 - 3 ) 而本变换器的个组件的设计功率计算值为： a p = b x 1 0 6 3 0 0 0 x 1 0 6 2 矾吃6 k 。k c 2 x 0 9 x 4 0 x 1 0 3x 1 5 0 0 x 2 x 0 5 x l 式中p t 是变压器的标称功率，取3 0 0 0 w ；b n i 是最大磁感应强度，取1 5 0 0 g ： r l 是变压器的效率，取0 9 ；是变压器的开关频率，取4 0 蛆z ；6 是绕组的电流 密度，取2 0 a m m ：；i n 的铜填充系数，取0 4 ：k c 是磁芯填充系数，对于 铁氧体k c = 1 。可见采用e e 8 5 的的铁芯功率容量是足够大。 三、原副边绕组匝数的确定 1 、考虑降压工作状态： 原边绕组匝数 坼= 晔= 丽2 9 7 x 1 0 8 引s m s ， 上式取整数为1 7 匝，充分考虑到各种损耗，可取原边绕组匝数为2 0 匝。 变压器匝比 vs。cmax=警u华当=半429(36)secmax v ， ；当业：丝。5 6 6( 3 7 ) 1 4 2 9 副边绕组匝数 = 等= 罴一 ( 3 s ) 因此可取原边2 0 匝，副边4 匝，变比为5 。 2 、考虑升压工作状态： 对于升压变换，变换器的变比 一2 ；i 4 ：0 2 ( 3 9 ) 一：。面2 ( 3 - 9 ) 要保证电路在最大占空比和最低输入电压时，输出电压仍能达煎i 所要求的 上限，并考虑到电路中的通态压降，变压器的变比应满足： 疗2 v i , v d m a xf 3 10 ) + 矿 。 式中巧。为前级b o o s l 电路输出电压的最小值：d 。x 为推挽管的最大占空 比，取0 4 ，矿为管压降及绕组压降，取为2 0 v 。则 2 掣甏幽0 2 x 丽( 2 7 0 r + 2 0 ) = 5 3 矿 ( 3 1 1 ) 因此只要使推挽式d c d cb o o s t 功率变换的前级b o o s t 电路输出电压大于 5 8 v 就能满足要求。 3 1 2 主功率开关管的选择 一、降压电路的主功率开关管的选择 本变换器的一个组件在降压工作中按输出2 8 v 、7 0 a 设计。超前臂主功率 管应承受的电压为输入电压；滞后臂所承受的电压应力为输入电压加上阻断电 容的最高电压，其值大约为1 2 倍的输入电压，因输入最大电压为2 9 7 v ，故可 选6 0 0 v 的管子。因输出电流7 0 a ，同时考虑到输出滤波电感的电压波动，则 变压器副边最大电流值约为9 0 a ，开关管所承受的最大电流值为 ，m 。= 9 = 1 8 a ，则可选取额定电流为5 0 a 的管子。最终选用f u r l 公司的 i m b h 5 0 d - 0 6 0 ，额定值为6 0 0 v 5 0 a 的i g b t 。 为了简化电路，该开关管的反并联二极管可作为升压电路的整流二极管。 对于升压电路，输出采用全桥整流电路，要求输出2 7 0 v 、1 0 a ，考虑到整流二 极管在开通和关断时的尖峰电压、尖峰电流，整流管的选取应留有一定的量。f 1 列 使用开关管i m b h 5 0 d - 0 6 0 的反并联二极管其额定值为6 0 0 v ，5 0 a ，可以满足要 求。f 1 7 1 二、升压电路的主功率开关管的选择 本变换器的一个组件在降压工作中按输出3 k w 设计。对于升压管因输入 电压额定值为2 4 v ，故主要考虑其电流应力，输入最大电流为( 效率取o 8 5 ， 输入电压按2 0 v 计算) ： ，：曼；! ! ! ! ：1 7 6 5 4f 3 1 2 ) 。 j 7 k o 8 5 2 0 。 考虑到升压电感的电压波动及尖峰电流的影响，可选3 0 0 a 的开关管。 对于推挽管，如果忽略开关管的饱和压降以及变压器线圈电阻的压降，那 么在功率管截止时，功率管所承受的反向峰值电压等于前级b o o s t 输出电压 ( 7 0 v 1 0 0 v ) 加上初级线圈所感应的电压，大小接近于b o o s t 输出电压的两倍； 考虑到变压器漏感引起的电压尖峰的影响，一般要考虑一个系数k ，这里取为2 ， 即选择的开关管的电压应大于4 0 0 v 。推挽管的最大电流为： ，= l ：；! 壁! ! 一：3 3 7 a ( 3 1 3 ) 一4 2 r h v , , 。4 2 o 9 x 7 0 考虑到升压电感的电压波动及尖峰电流的影响，可选1 0 0 a 的开关管。 最终升压管选用2 m b l 3 0 0 n 0 6 0 ，额定值为6 0 0 v 3 0 0 a 的i g b t 。推挽管选用 2 m b l l 0 0 n - 0 6 0 ，额定值为6 0 0 w 1 0 0 a 的i g b t 。 同时推挽管的反并联二极管可作为降压电路的整流二极管。对于降压电路， 变压器次级输出电路是带有中心抽头的双半波整流电路，整流二极管所承受的 最大反向电压为：f 2 0 0 1 0 2 i ；堡：_ 2 x 2 9 7 ：1 1 9 v( 3 1 4 ) 1 1 ) 由于在开通和关断时存在电压尖峰，我们取两倍的裕量，则耐压值至少为 2 3 8 v 。在有中心抽头的双半波整流