《高频电路Cla》PPT课件.ppt

高频电子线路,王军 ,汕头大学电子工程系,3.3 高频功率放大器的高频效应,1. 少数载流子的渡越时间效应 由于晶体管基区内的不平衡少数载流子向集电区扩散时需要一定的时间，这个时间称为“渡越时间”。在低频工作时远小于信号周期 ，因此它的影响不明显，集电极电流可以跟随信号的变化。但当信号频率比较高时，由于的影响，使ic滞后后ie到达最大值。而且当输入信号改变方向时，反向电场将把滞留在基区的少数载流子拉回发射区，形成反向发射极电流。由于晶体管的基区电阻和输入结电容的影响，也会使基极电流和集电极电流幅度下降，且基极电流超前输入电压一个相位，有明显的容性分量。 图3-25说明了功放在低频和高频工作时的情况。因此，功放的高频性能将下降，输出功率和效率都比在低频工作时要低很多。,图3-25 载流子渡越时间对电流波形的影响 （a）低频工作时；（b）高频工作时,2. 非线性电抗效应 功放管中存在集电结电容Cbc,这个电容是随集电结电压Ubc变化的非线性势垒电容。,（1）若为负反馈：它的存在使的对高频信号呈现出低阻通道，使ib加大，rbb上压降增大，ube减小，ic减小，输出功率和效率下降。,为什么是非线性电抗？,电容大小是受静态工作点非线性影响的一个可变电容。,非线性电抗效应的影响怎么样？,（2）若为正反馈：会带来放大器的不稳定。,3. 发射极引线电感的影响,在高频工作时，这个电感呈现出很大的阻抗，作为射级负反馈。从而减小了集电极电流、降低了输出功率和效率。,（3-49）,引入了什么反馈？,电流串联负反馈,同样大小激励的作用下，会产生相对较小的输出电流。,降低了输出功率 降低了效率,4. 饱和压降的影响 晶体管工作于高频时, 实验发现其饱和压降随频率提高而加大。饱和电压的加大，使工作于临界状态的放大器的输出幅度下降，因此输出功率和效率也会降低。,图3-27 晶体管的饱和特性,频率比较低时：,低频时忽略掉了体电阻,高频时，由于趋肤效应，体电阻的影响将体现出来：,3.4 高频功率放大器的实际线路,不外乎要注意两个问题,(1)如何加直流偏置？,要保证在静态时集电结和发射结都要反偏，以保证晶体管处于C类放大状态；,(2)如何与前级或后级电路实现阻抗匹配？,1 集电极馈电线路 图3-27(a)中，晶体管、 谐振回路和电源三者是串联连接的，故称为串联馈电线路.,减小电源内阻(公共内阻)造成 的共模干扰,3.4.1 直流馈电线路,Lb和Cb组成低通滤波器,Why？,(1)电源总是有内阻的，如果不加这样的滤波电路，则各次高频分量会在电源内阻上消耗能量，从而降低能量转换效率。,(2)另外一个侧面：共模干扰和稳定性问题,串联馈电的优点是Ec、 Lb、 Cb处于高频地电位，分布电容不影响回路,Lb和Cb组成低通滤波器,图 3-27(b) 中晶体管、 电源、 谐振回路三者是并联连接的，故称为并联馈电线路。由于正确使用了扼流圈Lb和耦合电容Cb，图3-27(b)中交流有交流通路，直流有直流通路，并且交流不流过直流电源。,并联馈电的优点是回路一端处于直流地电位，谐振回路中L、 C元件一端可以接地，安装方便。,2 基极馈电线路,图 3-28 基极馈电线路的几种形式,自给偏压 Eb=-UCb,基极组合偏压 Eb=ER1/(R1+R2),零偏压 Eb=0,自给偏压的优点是偏压能随激励大小变化，使晶体管的各极 电流受激励变化的影响减小，电路工作较稳定。Why?,激励增加-则发射极脉冲电流幅度增加-直流分量增加-UCB增加-使得偏置电压 (回顾上节课)Eb越负-减少脉冲幅度-相当于加了一个负反馈!,基极馈电线路也有串联和并联两种形式。,3.4.2 输出匹配网络 高频功放的级与级之间或功放与负载之间是用输出匹配网络连接的，一般用双端口网络来实现。该双端口网络应具有这样的几个特点: (1) 以保证放大器传输到负载的功率最大，即起到阻抗匹配的作用; (2) 抑制工作频率范围以外的不需要频率，即有良好的滤波作用; (3) 大多数发射机为波段工作，因此双端口网络要适应波段工作的要求，改变工作频率时调谐要方便，并能在波段内保持较好的匹配和较高的效率等。常用的输出线路主要有两种类型: LC匹配网络和耦合回路。,1. LC匹配网络 图3-29是几种常用的LC匹配网络。,图 3-29 几种常见的LC匹配 (a) L型; (b) T型; (c) 型,在负载电阻Rp大于高频功放要求的最佳负载阻抗RLcr时，采用L-型网络，通过调整Q值，可以将大的Rp变换为小的以获得阻抗匹配( )。 在负载电阻Rs小于高频功放要求的最佳负载阻抗RLcr时，采用L-型网络，通过调整Q值，可以将小的Rs变换为大的 以获得阻抗匹配( )。,最后等效为一个串联谐振形式- 小电阻,等效为一个并联谐振形式- 大电阻,L型网络虽然简单，但由于只有两个元件可选择,阻抗变换功能与选频功能（Q值决定）是一对矛盾。,T型网络和型网络有没有阻抗变换功能？,真正的目的是？,获得一个好的Q值，也就是好的滤波或选频性能。,最好采用L型网络+T型网络或型网络相互结合来实现阻抗匹配和阻抗变换功能,没有！,图 3-30 一超短波输出放大器的实际电路,自偏压,C1、C2、L1构成型匹配网络,L2补偿天线的辐射电容,图3-30是一超短波输出放大器的实际电路，它工作于固定频率。图中L1、 C1、 C2构成一型匹配网络，L2是为了抵消天线输入阻抗中的容抗而设置的。改变C1和C2就可以实现调谐和阻抗匹配的目的。,2 耦合回路 图3-31 是一短波发射机的输出放大器，它采用互感耦合回路作输出电路，多波段工作。由第2章分析可知，改变互感M，可以完成阻抗匹配功能。,图3-31 短波输出放大器的实际线路,1:4变换器,波段开关,也是双调谐电路,改变K-即改变M, 改变C1和C2可以实现调谐,有没有反馈？,3.4.3 高频功放的实际线路举例 采用不同的馈电电路和匹配网络，可以构成高频功放的各种实用电路。 图3-32(a)是工作频率为50 MHz的晶体管谐振功率放大电路，它向50 外接负载提供25 W功率，功率增益达7 dB。这个放大电路基极采用零偏，集电极采用串馈，并由L2、L3、C3、 C4组成型网络(?)。 图3-32(b) 是工作频率为175 MHz的VMOS场效应管谐振功放电路，可向50 负载提供10 W功率，效率大于60，栅极采用了C1、 C2、 C3、 L1组成的T型网络，漏极采用L2、L3、 C5、C7、 C8组成的型网络(?); 栅极采用并馈，漏极采用串馈。,图 3-32 高频功放实际线路 (a) 50 MHz谐振功放电路; (b) 175 MHz谐振功放电路,3.5 高效功放与功率合成 对高频功率放大器的主要要求是高效率和大功率。,C类功放效率和大功率是一对矛盾,近年来出现了新的功率放大器，效率高达90%以上,一类：开关型高频功放,另外一类：采用特殊的电路设计技术设计功放的负载回路，以降低器件功耗，提高功放的集电极效率，这类功放有F类、 G类和H类功放。,有D类、 E类和S类开关型功放,今天要讲的内容,我的猜想：类似于开关电源中的软开关策略的一种开关型高频功放,3.5.1 D类高频功率放大器,D类高频功放就是工作于这种开关状态的放大器。当晶体管 处于开关状态时，晶体管两端的电压和脉冲电流当然是由外电路 ，也就是由晶体管的激励和集电极负载所决定。通常根据电压为 理想方波波形或电流为理想方波波形，可以将D类放大器分为 电流开关放大器和电压开关放大器。,1. 电流开关型D类放大器 图3-33是电流开关型D类放大器的原理线路和波形图，线路通过高频变压器T1，使晶体管V1、V2获得反向的方波激励电压。在理想状态下，两管的集电极电流ic1和ic2为方波开关电流波形，ic1和ic2交替地流过LC谐振回路，由于LC回路对方波电流中的基频分量谐振，因而在回路两端产生基频分量的正弦电压。晶体管V1、V2的集电极电压uce1、uce2波形示于图3-33(d)、(e)。由图可见，在V1(V2)导通期间的uce1(uce2)等于晶体管导通时的饱和压降uces; 在V1(V2)截止期间的，uce1(uce2)为正弦波电压的一部分。回路线圈中点A对地的电压为(uce1+uce2)/2，为如图3-33(f)的脉动电压uA，可见A点不是地电位，它不能与电源Ec直接相连，而应串入高频扼流圈Lb后，再与电源Ec相连(本末倒置)。,图 3-33 电流开关型D类放大器的线路和波形,.,.,对谐振电路部分，谐振电路为线性电路，符合叠加原理，故而有：,到目前为止UM多大对我们来说是未知的，如何求这个UM呢？,在中点A，该点的平均电压应该为电源电压EC，因此从图3-33(f)中可以得到，,集电极回路两端的高频电压有效值为 (3-34),考察直流分量，而直流时扼流电感呈现短路状态,V1(V2)的集电极电流为振幅等于Ic0的矩形，它的基频分量振幅等于(2/)Ic0。V1、V2的ic1、ic2中的基频分量电流在集电极回路阻抗 (考虑了负载RL的反射电阻)两端产生的基频电压振幅为 (3-35),将式(3-33)代入式(3-35)，得 (3-36),输出功率为 (3-37),输入功率为 (3-38),集电极损耗功率为 (3-39),集电极效率为 (3-40),这种线路由于采用方波电压激励，集电极电流为方波开关波形，故称此线路为电流开关型D类放大器。由集电极效率公式(3-42)可见，当晶体管导通时，若饱和电压降uces=0, 此时，电流开关型D类放大器可获得理想集电极效率为100%。,实际D类放大器的效率低于100%。引起实际效率下降的主要原因有两个:,另一个是激励电压大小总是有限的，且由于晶体管的电容效应，由截止变饱和，或者由饱和变截止，电压uce1和uce2实际上有上升边和下降边，在此过渡期间已有集电极电流流通，有功率损耗。工作频率越高，上升边和下降边越长，损耗也越大(为什么?)。这是限制D类放大器工作频率上限的一个重要因素。通常，考虑这些实际因素后，D类高频功放的实际效率仍能达到90%，甚至更高些。,一个是晶体管导通时的饱和压降uces不为零，导通时有损耗。,2 电压开关型D类放大器 图3-34 为一互补电压开关型D类功放的线路及电流电压波形。两个同型(NPN)管串联，集电极加有恒定的直流电压Ec。两管输入端通过高频变压器T1加有反相的大电压，当一管从导通至饱和状态时，另一管截止。负载电阻RL与L0、C0构成一高Q串联谐振回路，这个回路对激励信号频率调谐。如果忽略晶体管导通时的饱和压降，两个晶体管就可等效于图3-34(b)的单刀双掷开关。晶体管输出端的电压在零和Ec间轮流变化，如图 3-34(c)所示。在uce2方波电压的激励下，负载RL上流过正弦波电流iL，这是因为高Q串联回路阻止了高次谐波电流流过RL(直流也被C0阻隔)的缘故。这样在RL上仍然可以得到信号频率的正弦波电压, 实现了高频放大的目的。在理想情况下，两管的集电极损耗都为零(因uce2ic2=uce1ic1=0)，理想的集电极效率为100%。这也可以从输入功率和输出功率计算中得出。,图 3-34 电压开关型D类功放的线路及波形,由图可见，因ic1、ic2都是半波余弦脉冲(=90)，所以 两管的直流电压和负载电流分别为 两管的直流输入功率为,两个半波合成一个整波,应该改为：流过直流电源的直流电流（只有半周期有电流）,负载上的基波电压UL等于uce2方波脉冲中的基波电压分量。对uce2分解可得 负载上的功率为 (3-41) 可见,效率：,对基波谐振，而谐振时电感和电容上的压降大小相等，差180度，所以。,对输入电压滤波之后的基波电压信号就等于基波电流在RL上形成的电压,此时匹配的负载电阻为 (3-42) 影响电压开关型D类放大器实际效率的因素与电压开关型基本相同，即主要由晶体管导通时的饱和压降uces不为零和开关转换期间(脉冲上升和下降边沿)的损耗功率所造成。 开关型D类放大器的主要优点是集电极效率高，输出功率大。但在工作频率很高时，随着工作频率的升高，开关转换瞬间的功耗增大，集电极效率下降，高效功放的优点就不明显了。 由于D类放大器工作在开关状态，因而也不适于放大振幅变化的信号。,那用在哪儿？,F类、 G类和H类放大器是另一类高效功率放大器。在它们的集电极电路设置了专门的包括负载在内的无源网络，产生一定形状的电压波形，使晶体管在导通和截止的转换期间，电压uce和ic同时具有较小的数值，从而减小过渡状态的集电极损耗。同时，还设法降低晶体管导通期间的集电极损耗。这几类放大器的原理、 分析和计算可参看有关文献。 各种高效功放的原理与设计为进一步提高高频功率放大器的集电极效率提高提供了方法和思路。当然，实际器件的导通饱和电压降不为零，实际的开关转换时间也不为零，在采取各种措施后，高效功放的集电极效率可达90%以上，但仍不能达到理想放大器的效率。,3.5.2 功率合成器 目前，由于技术上的限制和考虑，单个高频晶体管的输出功率一般只限于几十瓦至几百瓦。当要求更大的输出功率时，除了采用