开关电源闭环设计详细说明

1、6.4开关电源闭环设计根据反馈的基本概念，在放大器是深负反馈的情况下，如果输入不变化，则电路参数的变化、负载的变化或干扰对输出的影响变小。 反馈越深，噪声引起的输出误差就越小。 然而，在深反馈的情况下，反馈环路在某一频率下变为180，同时输出信号变为等于输入信号，并且会产生自激振荡。开关电源与一般的放大器不同，对放大器施加负反馈是为了具有足够的通带，具有充分的稳定增益，减少干扰，减少线性和非线性的失真。 如果开关电源与放大器等价，则输入信号是基准(参考)电压Uref，一般来说基准电压不变的反馈网络是采样电路，一般来说是分压器，在输出电压和基准一定的情况下，采样电路的分压比(kv )也一定开关电

2、源与放大器不同，内部(开关频率)和外部噪声(输入电源和负载的变化)非常严重，闭环设计的目的是对以上的内部和外部噪声要求强的抑制能力，不仅保证了静态精度，还需要良好的动态响应。恒压输出开关电源在其反馈拓扑中，输入信号(基准)相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这是电压串联负反馈。 恒流输出时，电流串联负反馈。如果是恒定电压输出，则采样电压，在闭环中使输出电压稳定。 因此，首先选择稳定的基准电压，通常为56V或2.5V，要求极小的动态电阻和温度漂移。 其下一要求是开环增益高，反馈是深反馈，所以输出电压不受电源电压和负载(干扰)的影响和开关频率的波动抑制。 通常的功率电路、滤波、PWM产生电路

3、的增益低，仅通过运算放大器(误差放大器)就能获得高增益。 此外，输出滤波器具有两个极，最大相位偏移180，因此如果直接加上运输组成反馈，则容易自激振荡，因此需要相位补偿。 根据电路条件，可以采用Venable三种补偿放大器。 补偿结果满足稳态要求，得到良好的瞬态响应，同时可以抑制低频波动和高频分量的衰减。6.4.1概要图6.31典型的正励磁变换器闭环控制图6.31是典型的正励磁转换器的闭环调节的例子。 可以看出是负反馈系统。 PWM控制芯片包括误差放大器和PWM形成电路。 控制芯片提供了其他许多功能，但它理解闭环稳定性的问题，并仅考虑误差放大器和PWM。相对于输出电压Uo的缓慢变化和直流变化，

4、闭环当然稳定。 例如，输入电网和负载的变化(噪声)，引起Uo的变化，由R1和R2进行采样(反馈网络)，向误差放大器EA的反相输入端发送，与施加在EA的反相输入端的基准电压(输入电压) Uref进行比较。 改变EA的输出直流电平Uea，发送到脉冲宽度调制器PWM的输入端a。 在PWM中，直流电平Uea与输入b端03V三角波Ut相比，从三角波开始时间t0起，产生与PWM输入b三角波与直流电平相交的时间t1相等的宽度ton的矩形脉冲输出。 该脉冲宽度决定芯片内的输出晶体管的导通时间，同时还决定控制晶体管Q1的导通时间。 Udc的增加引起了Uy的增加，Uo=Uyton/T时Uo也增加了。 PS的增加引

5、起PS的增加，导致PS的减少。 从三角波减少到t1ton，Uo返回其初始值。 当然，反之亦然。PWM产生的信号可以从芯片输出晶体管的发射极或集电极输出，通过电流放大提供基于Q1的驱动。 但是，无论是从该点-发射器还是集电极-输出，Uo增加时，ton都要减少，即必须保证引起负反馈。注意，大部分PWM芯片的输出晶体管的导通时间为t0t1。 在这种芯片中，当Us被传送到EA的反相输入端并且PWM信号驱动功率NPN晶体管的基极(n沟道MOSFET的栅极)时，应从发射器输出芯片输出晶体管。但是，在一部分PWM芯片(TL494 )中，它们的导通时间是从三角波Ut和直流电平(Uea )相交的时间起三角波结束

6、的时间t2。 在这样的芯片中，当驱动NPN晶体管时，输出晶体管导通(从芯片的输出晶体管的发射极输出时)，随着晶体管的导通时间变长，Uo增加，不是负反馈，而是正反馈。 因此，诸如TL494这样的芯片可以将Us馈送到EA的同相输入端，使Uo增加以减小导通时间，并且可以采用芯片上输出晶体管的发射器驱动。图6.31的电路是负反馈，低频稳定。 但是，在环路中存在低电平噪声电压和包括丰富的连续频谱的过渡电压。 这些分量将由输出Lo、Co滤波器、误差放大器和Uea到Uy的PWM调节器引起增益的变化和相移。 在谐波分量的一种分量中，增益和相移可能导致正反馈，而非负反馈，在6.2.7节研究了闭环振动的机理。 以

7、下，对开关电源进行加体分析。6.4.2环增益还是研究图6.31的正励磁变换器。 假设反馈环路在与b点-误差放大器连接的反相输入端处向开环开放。 任何谐波分量的噪声都从b经由EA被放大到Uea，并且从Uea发送至电压Uy的平均值与从Uy的平均值经由Lo和Co返回Bb (正好在前一环路截止点)之间存在增益的变化和相移。 这是在6.2.7中讨论的环路增益信号路径。当在b处向环路中注入给定频率f-1的信号时，返回b的信号的幅度和相位取决于上述环路的元素。 如果改变后的返回信号准确地处于与注入信号相同的相位，并且幅度等于注入信号，则满足GH=-1。 当环路闭合(b连接到Bb )并且注入信号断开时，电路以

8、频率f1继续振荡。 开始该振动的f1是噪声频谱的成分。为了达到输出电压(或电流)的静态精度，误差放大器需要高增益。 可能会以高增益引起振动。 虽然误差放大器以外的传递函数一般不能变更，但为了避免加入误差放大器后的振动，一般通过变更误差放大器的频率特性(校正网络)，使环路频率特性以-20dB/dec通过，并具有45相位馀量地实现闭环的稳定。 下面研究误差放大器以外的电路传递函数的频率特性。1 .带LC滤波器电路的环增益Gf除了反馈变换器(输出滤波器仅是输出电容器)，在此讨论的所有拓扑中都有输出滤波器。 在通常的滤波器设计中，选择滤波电感，使脉动电流为平均值(输出电流)的20%。 根据允许输出电压

9、脉动和脉动电流值以及电容器的ESR来选择输出平滑电容器。 电解电容器没有ESR (最新产品)时，请仅根据脉动电流和允许脉动电压进行选定。 由此，可获得输出滤波器的谐振频率、特征阻抗、ESR零频率。 在频率特性的一节中，图6.7展示LC滤波器的不同负载处的振幅频率和相位频率特性。为了简化讨论，假定滤波器临界衰减Ro=1.0Zo，并且在图6.32(a )中在12345处示出了带负载电阻的输出LC滤波器的幅度特性。 此特性假定输出电容器的ESR为零。 在低频下为XcXL，输入信号不衰减，增益为1，即，0dB。 在f0以上，每10倍频的Co阻抗以20dB减少，Lo阻抗以20dB增加，增益变化斜率为-4

10、0dB/dec。 当然，f0时增益并不是突然变化为-2的斜率。 实际上到f0为止，增益曲线平滑地离开0dB曲线，f0后立即渐近于-40dB/dec斜率。 在这里为了便于讨论，增益曲线突然转向-40dB/dec。如果在与Ro=1.0Zo对应的条件下稳定，则在其他负载下也稳定。 但是，应该研究轻负载(Ro1.0Zo )时的电路特性，在LC滤波器的上升频率f=f0时，增益谐振提高了。0 (dB) Lo 0 (dB) Lo12足球俱乐部3-20 Uin Co Ro -20 Uin Co Ro-2 -2Resr-40 4 -40 4fesr公司-60 -60 -1 55 6-80102103104f/h

11、z102103104f/hz(a) (b )。图6.32临界阻尼LC滤波器的输出电容器没有ESR(a )和ESR(b )的振幅特性在滤波电容器中具有ESR的LC滤波器的幅度特性如图6.35b的曲线123456所示。 大多数滤波电容器都有ESR。 在f0以上的低频下，电容阻抗远远大于ESR，从Uo能看到阻抗的只有电容阻抗起到主要作用，在斜率依然为-40dB/dec的更高频率下，从输出侧看到的阻抗仅为ESR，该频率也就是说(6-55 )公式中的转换频率fesr=Resr/(2L )。 在该频率范围内，电感以20dB/dec增加，ESR保持常数，增益以-20dB/dec的斜率下降。振幅特性从-40d

12、B/dec到-20dB/dec的斜率为fesr，其中电容阻抗等于ESR。 ESR提供了零点。 变化是渐近的，但所示的突然变化也足够准确。2. PWM增益在图6.32(a )中，从误差放大器输出到电感输入电压Uy的平均值UaU的增益为PWM增益，且被定义为Gm。在通常的电压型控制芯片中，误差放大器的输出Uea与内部三角波进行比较，产生PWM信号调整输出电压。 三角波的振幅03V (实际上是0.53V )。 在芯片控制推挽(桥、半桥)电路的情况下，变压器频率是芯片频率的一半，占空比d可以根据误差放大器的输出而在01之间变化。 正激的话，只有一半的脉冲，占空比在00.5之间变化。在图6.34b中，如

13、果Uea=0，D=ton/T=0，则Uy的宽度为0，UaU也为0。 Uea移动到3V时，在三角波的峰值处ton /T=D=0.5，Uy的平均值为UaU=(Usp-1)D，Usp为变压器二次电压，1为整流二极管电压降。 调制器的直流增益是UaU与Uea之比(6-56 )这个增益与频率无关。3 .采样增益-反馈系数图6.31中的另一增益衰减为由R1和R2组成的采样电路。 因为大多数PWM芯片的误差放大器的基准输入端不能超过2.5V，所以当输出电压确定时，该增益(6-57 )输出5V时，采样电阻R1=R2，Us(Uref )和Uo的增益为-6dB，即1/2。4 .在输出LC滤波器上加上PWM和采样网

14、络的总增益为了获得环路增益波特图，首先，图6.33示出了输出LC滤波器增益Gf、PWM增益Gm和采样网络增益Gs的和Gt。 从0Hz (直流)到频率的增益为Gm Gs，其中LC滤波器增益为零。 f0转换为-40dB/dec的斜率，保持该斜率直至fesr，其中电容阻抗与Resr相等。 在这个频率下斜率变化为-20dB/dec。 根据该曲线可以确定误差放大器的幅度频率和相位频率特性，可以满足稳定环的两个标准。6.4.3误差放大器的振幅特性整形当将开关电源的闭环作为一个放大器来研究时，放大器输入信号成为开关电源的基准电压。 从负反馈结构来说，是电压串联负反馈。 这里，误差放大器是同相放大器。 从误差

15、放大器的同相端到误差放大器输出、PWM发生、从电源输出和采样返回到误差放大器的是反相输入端，无论哪个频率，增益下降到0dB时，相加相移都不到135。 以下讨论误差放大器的补偿。 为了讨论，将采样信号与反相端子施加，其中，放大器输出总是反相，并且反馈信号返回到反相端子，相移不应该超过135度，即，45度，裕度。在第一步中，首先建立通频率fc0，其中总增益为0dB。 随后，选择误差放大器的增益以将总环路增益强加到fc0的0dB。 在下一步中，设计误差放大器的增益的斜率，使得总开环增益在fc0上以斜率-20dB/dec通过(图6.18 )。 最后，将振幅特性调整为期望的相位裕度。采样理论指示fc0必须小于或等于开关频率的一半，以稳定闭环。 但是，必须比开关频率小得多。 否则，开关频率的波动变大。 一般经验是把fc0定为开关频率的1/41/5。参照图6.33，除误差放大器以外的环路增益Gt是LC滤波器增益Gf、调节器增益Gm和检测网络增益Gs的和。 假设滤波电容器有ESR，fesr从斜率-40dB/dec变为-20dB/dec。 假设fc0=1/5fs，fs-开关频率。