变频调速应用技术基础

变频调速应用技术（一）

第一讲百年期待盼变频（上）

摘要：变频器进入实用阶段，比发明异步电动机晚了近百年。本文从分析其原因入手，讲述了影

响实施变频调速的主要问题。进而介绍了变频同时还必须变压的原理，以及正弦脉宽调制的具体实施方

法。

关键词：异步电动机变频器开关器件晶闸管电力晶体管绝缘栅双极晶体管

整流与逆变

题解:异步电动机变频可以调速的原理，是''与生俱来”的。然而，异步电动机发明于1889年，而

变频调速技术进入推广普及阶段，却是在20世纪80年代，人们企盼了将近一个世纪！

1望眼欲穿近百年

1.1结构简单价低廉

三相交流异步电动机的发明在电力拖动史上有着十分重要的意义。因为它的转子电路不需要和外电路

相联接，转子绕组由两侧端部互相短接的铜条或铝条（俗称鼠笼条）构成，可以自成回路，形状象个“鼠

笼”，故常称为笼形电动机，如图1-1所示。

图1-1异步电动机的构造

在所有电动机中，这种结构在简单、坚固方面是首屈一指的。这带来了使用寿命长、易于维修、以

及价格低廉等极为突出的优点，使它在整个电力拖动领域独占鳌头。在20世纪80年代以前，约占工农

业生产机械中电动机总量的85%以上。

1.2生产要求转速变

图1-2刨台的原拖动系统

随着各种加工技术的不断进步，许多生产机械对无级调速的要求也越来越迫切。以50年代龙门刨床

刨台的拖动系统为例，其拖动系统采用G-M(发电机-电动机组)调速系统，如图1-2所示。图中，直接拖

动刨台的是直流电动机DM,DM由直流发电机G1提供电源，G1又由交流电动机AM来带动，AM在

带动G1的同时，还带动一台励磁发电机G2。G2发出的电，一方面为DM和G1提供励磁电流，同时

也为控制电路提供电源。除此以外，为了改善DM的机械特性，还采用了一台结构复杂、价格昂贵的交

磁放大机DMA。

可见，为了实现无级调速，简直已经到了不惜工本的地步。这充分说明了:生产机械对电动机进行无级

调速的要求是多么地迫切！

1.3变频难产失欢颜

(1)异步电动机的转速公式

三相交流电动机中，一个十分重要的“角色”便是旋转磁场，它是三个交变磁场合成的结果。这三个

交变磁场的特点是：

1产生磁场的交变电流在时间上互差三分之一周期(T/3),这由三相交流电源本身的特点所决定；

1三个磁场的轴线在空间位置上互差2n/3电角度，这可以通过三相绕组在定子铁心中的安排来实现。

旋转磁场的转速称为同步转速，由下式决定：

nO=6Of7p(1-1)式中，n0—同步转速，r/min;

—电流的频率，Hz;

p—旋转磁场的磁极对数。

而异步电动机之所以被冠以“异步”二字，是因为其转子的转速nM永远也跟不上旋转磁场的转速nOo

两者之差称为转差:An=nO-nM(l-2)式中，An—转差，r/min;

nM一电动机的转速，r/min»

转差与同步转速之比，称为转差率:S=4n/N0=n0-nM/n0(l-3)式中，s—转差率。

由式(1-1)和式(1-3),可以推导出：

nM=60f/P(l-S)(1-4)

(2)异步电动机的调速方案

式(1-4)表明，要改变异步电动机的转速，除了改变频率以外，只有两种办法：

1改变磁极对数

这可以通过改变定子绕组的接法来实现，如图l-3(a)所示。

(a)改变磁极对数(b)改变转差率

图1-3异步电动机的调速方法

这种方法的缺点是十分明显的：-台电动机最多只能安置两套绕组，每套绕组最多只能有两种接法。

所以，最多只能得到4种转速，与无级调速相去甚远。

1改变转差率

这种方法适用于绕线转子异步电动机，通过滑环与电刷改变外接电阻值来进行调速，如图l-3(b)所示。

显然，这是通过改变在外接电阻中消耗能量的多少来调速的，不利于节能。此外，由于增加了滑环

与电刷，从而增加了容易发生故障的薄弱环节。

1.4变频调速难实现

式(1-4)是在发明异步电动机的当时就知道了的，所以，变频可以调速是和异步电动机“与生俱来”

的。

一方面，生产机械迫切地要求无级调速，另一方面，改变频率可以实现无级调速的原理又是如此明明

白白地摆在那儿。而变频调速装置却如此地难产，成为了人们翘首以盼地期待着的技术！

变频调速技术真正地进入到能够推广普及的实用阶段，已经是20世纪80年代了。人们企盼了将近一个

世纪！

是什么原因使变频调速技术如此地姗姗来迟呢？

2开关器件最关键

目前应用得最为广泛的是交一直一交变频器，今通过其基本结构，来看看要实现变频调速需要解决

哪些问题。

380V

100Hz

图1-4交-直-交变频器的主电路框图

交一直一交变频器的基本框图如图1-4所示，其工作过程是:先将电源的三相(或单相)交流电经整流桥

整流成直流电，又经逆变桥把直流电“逆变”成频率任意可调的三相交流电。其中，变频的核心部分是

“逆变电路”，其构成和原理如下述。

2.1变频核心是逆变

图1-5单相逆变桥及其工作过程

首先从比较简单的单相逆变桥入手，其构成及工作过程如图1-5所示。图1-5中，VI、V2、V3、V4

为开关器件，组成单相逆变桥，接至直流电源P(+)与N(一)之间，电压为UD;ZL为负载。

逆变电路的工作情况如下：

(1)前半周期

令VI、V2导通;V3、V4截止。则负载ZL中的电流从a流向b,ZL上得到的电压是a"+"、b"一",

设这时的电压为“+”。

(2)后半周期

令VI、V2截止;V3、V4导通。则负载ZL中的电流从b流向a,ZL上得到的电压是a“一”、b“+”,

这时的电压为“一”。

上述两种状态如能不断地反复交替进行，则负载ZL上所得到的便是交变电压了。这就是由直流电变

为交流电的“逆变”过程。

图1-6三相逆变桥及其工作

三相逆变桥的电路结构如图1-6所示。其工作过程与单相逆变桥相同，只要注意三相的相位之间互

差三分之一周期(T/3)就可以了。

2.2逆变器件有条件

上述逆变过程看似简单:无非是若干个开关反复地交替导通而己。但问题的关键恰恰在于这些开关器

件上。因为，这些开关器件必须满足以下要求：

(1)能承受足够大的电压和电流

1电压

我国三相低压电网的线电压均为380V,经三相全波整流后的平均电压为513V,而峰值电压则为

537V。考虑到在过渡过程中，由于电感及负载动能反馈能量的效应，开关器件的耐压应在1000V以上。

1电流

以中型的150kW的电动机为例，其额定电流为250A,而电流的峰值为353A。考虑到电动机和变

频器都应该具有一定的过载能力，该变频器开关器件允许承受的电流应大于700A。

上述条件对于有触点开关器件来说，是早已做到了的。

(2)允许频繁地接通和关断

如上述，逆变过程就是若干个开关器件长时间地反复交替导通和关断的过程，这是有触点开关器件

所无法承受的。必须依赖于无触点开关器件，而无触点开关器件要能承受足够大的电压和电流，却并非

易事。可以说，正是这个要求，阻碍了变频器的出现长达近百年之久。

(3)接通和关断的控制必须十分方便

最基本的控制如:频率的上升和下降、改变频率的同时还要改变电压等等。

2.3电力电子基础奠

上面所说的无触点开关器件，实际上就是半导体开关器件。半导体器件在初期阶段只能用于低压电

路中，当半导体器件终于能够承受高电压和大电流时，就形成了一门新的学科，即电力电子学。而变频

器和变频调速技术也应运而生了。

(1)起步始于SCR

20世纪60年代，大功率晶闸管(SCR)首先亮相，变频调速也因此而得到了实施，出现了希望。

图1-7晶闸管在直流电路中

晶闸管VR在直流电路中的工作情形如图1-7所示，当门极G与阴极K之间加入正电压信号UG时,

VR导通，如图(a)所示。

当门极与阴极之间撤消UG时，VT将继续保持导通状态，如图(b)所示。故晶闸管在直流电路中，一

旦导通之后，是不能自行关断的。

所以，只要在门极与阴极之间加入一个脉冲信号uG,则VR即可保持导通状态，如图(c)所示，uG

称为触发脉冲。

图1-8晶闸管逆变电路

由晶闸管构成的逆变桥如图1-8所示，UD是直流回路的电压，设平均值为UD=513V。

如上述，晶闸管在直流电路中不具有自行关断的能力。要想关断已经导通的晶闸管，必须令晶闸管的阳

极和阴极之间的电压0,或加入反向电压。

图l-8(a)的大致工作情形如下：

假设晶闸管VR1已经处于导通状态，这时，A1点的电位与直流正端(P端)相同，而如果VR3和VR5

都处于截止状态的话，则B1点和C1点都是0电位。如要关断VR1,必须令VR3或VR5导通，今假设

VR3导通。在VR3导通的瞬间，B1点的电位突然上升513V,由于电容器C13两端的电压是不能跃变

的，故A1点的电位也同时上升513V,使VR1的阴极电位高于阳极电位，从而迫使VR1截止。

由于晶闸管逆变桥是由同一侧的晶闸管相互关断的，所以，输出的电压波是矩形波，如图l-8(b)所示;

而电流波则如图1-8(c)所示。

晶闸管变频器除了电压和电流波形不好外，并且因为用于相互关断的电容器要求电压较高、容量也

较大，故价格昂贵。除此以外，在不同的负载电流下，晶闸管的关断条件也并不一致，这又影响了其工

作的可靠性。

所以，晶闸管虽然使变频调速成为了可能，实现了近百年来人们对于变频调速的企盼。但由于缺点

较多，故并未达到普及推广的阶段。

(2)普及归功GTR(BJT)

20世纪70年代，电力晶体管GTR问世，把变频调速推向了实用阶段，于80年代初开始逐渐推广。

C

VDBRB2

1

KIO-E

(a)

图1-9电力晶体管的内部电路

电力晶体管实际上是由两个或多个晶体管复合而成的复合晶体管(达林顿管)构成，如图1-9所示。

也称为大功率晶体管(GTR)或双极晶体管(BJT)。

由于在变频器内，开关器件主要用于逆变桥，故常把两个GTR集成到一起，做成双管模块如图(b)所示,

也有把六个GTR集成到一起，做成六管模块的。

又因为在变频器中，各逆变管旁边总要反并联一个二极管，所以，模块中的GTR旁边，都已经把反并

联的二极管也集成进去了。

就基本工作状态而言，电力晶体管和普通晶体管是一样的，也有三种状态:放大状态、截止状态和饱和导

通状态。

图1-10GTR变频器的主要特点

GTR变频器的逆变电路如图l-10(a)所示，其主要特点有：

1输出电压

可以采用脉宽调制方式，故输出电压为幅值等于直流电压的强脉冲序列，如图(b)所示。

1载波频率

由于GTR的开通和关断时间较长，故允许的载波频率较低,大部分变频器的上限载波频率约为1.2~

1.5kHz左右。

1电流波形

因为载波频率较低，故电流的高次谐波成分较大，如图l-10(c)所示。这些高次谐波电流将在硅钢片

中形成涡流，并使硅钢片相互间因产生电磁力而振动，并产生噪音。又因为载波频率处于人耳对声音较

为敏感的区域，故电动机的电磁噪音较强。

1输出转矩

因为电流中高次谐波的成分较大，故在50Hz时，电动机轴上的输出转矩与工频运行时相比，略有减小。

(3)提高全靠IGBT

20世纪80年代末，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的开发成功，使变频器在许多方面得到了较大的提高。

(a)结构特点(b)基本电路

图1-11IGBT的基本特点

绝缘栅双极型晶体管(IGBT)是场效应晶体管(MOSFET)和电力晶体管(GTR)相结合的产物。其主体部

分与GTR相同，也有集电极(C)和发射极(E),而控制极的结构却与MOSFET相同，是绝缘栅结构，也

称为栅极(G),如图l-ll(a)所示。其工作特点如下：

I控制部分

控制信号为电压信号uGE,栅极与发射极之间的输入阻抗很大，故信号电流与驱动功率(控制功耗)都

很小。

1主体部分

因为与GTR相同，额定电压与电流容易做得较大，故在中小容量的变频器中，IGBT已经完全取代了

GTR,

就是说，IGBT是一种以极小的控制功率来控制大功率电路的器件。

G6

E6

(a)双管模块(b)六管模块

图1-12IGBT模块

变频器所用的IGBT管，通常己经制作成各种模块，如图1-12所示。图l-12(a)是双管模块，图l-12(b)

是六管模块。

以IGBT为逆变器件的逆变电路与GTR的逆变电路基本相同，如图l-13(a)所示。其主要特点如下：

1载波频率高

大多数变频器的载波频率可在(3〜15)kHz的范围内任意可调，其电压波形如图l-13(b)所示。

p(+)

(c)电流波形

图1-13IGBT变频器的主要特点

1电流波形大为改善

载波频率高的结果是电流的谐波成分减小，电流波形十分接近于正弦波，如图l-13(c)所示，故电磁

噪声减小，而电动机的转矩则增大。

1功耗减小

由于IGBT的驱动电路取用电流小，几乎不消耗功率。

1瞬间停电可以不停机

这是因为，IGBT的栅极电流极小，停电后，栅极控制电压衰减较慢，IGBT管不会立即进入放大状

态。故在瞬间停电或变频器因误动作而跳闸后，允许自动重合闸，而可以不必跳闸，从而增强了对常见

故障的自处理能力。可以说，IGBT为变频调速的迅速普及和进一步提高奠定了基础。

结论:期待百年的最根本的关键是:直到20世纪80年代，才出现了符合要求的开关器件。

3变频变压须简便

变频调速出现了一个新问题:当频率下降时，电动机的输出功率将随转速的下降而下降，但输入功率

和频率之间却并无直接关系。于是在输入和输出功率之间将出现能量的失衡，这种失衡必将反映在传递

能量的磁路中。所以，要说清楚变频变压的问题，必须从电动机的能量传递环节入手。

3.1能量传递靠磁通

异步电动机的工作原理与能量传递过程如图1-14所示。

(a)异步电动机的定子绕组(b)工作原理

(c)能量传递过程

图M4异步电动机的能量传递过程

(1)工作原理

图L14(a)是异步电动机定子绕组的空间分布示意图。它说明:三相绕组在空间位置上是互差2n/3

电角度的。

图L14(b)是它的工作原理:当电源的三相交变电流通入电动机定子的三相绕组后，其合成磁场是一

个旋转磁场，转速是nOo旋转磁场被转子绕组(鼠笼条)切割，转子绕组中产生感应电动势E2和感应电

流12。感应电流又和旋转磁场相互作用，便产生电磁转矩TM,在TM的作用下，转子将以转速nM旋

转。由于转子绕组只有在切割旋转磁场的情况下，才可能产生感应电动势E2和感应电流12。而如果转

子的转速和同步转速相等的话，转子绕组将不再切割磁力线，也不会产生感应电流和转矩，转子便失去

了旋转的动力。所以，转速nM永远小于同步转速nO,两者之差称为转差，用An表示。

(2)能量传递过程

图(c)表示了异步电动机的能量关系，具体说明如下：

1输入功率

三相交流异步电动机的输入功率就是从电源吸取的电功率，用P1表示，计算公式如下：

P1=3U1I1COS4>1(1-5)

式中，P1—输入功率，kW;

U1一电源相电压，V;

II—电动机的相电流，A;

cose1一定子绕组的功率因数。

1电磁功率

定子输入功率中减去定子绕组的铜损pcul和铁损pFel后，将全部转换成传输给转子的电磁功率PM,

计算公式如：

PM=3ElIlcos4>1(1-6)

式中，PM—电磁功率，kW;

El一定子每相绕组的反电动势，V。

定子绕组的反电动势是定子绕组切割旋转磁场的结果，其有效值计算如下：

El=4.44KEfNle1(1-7)

式中，N1一定子每相绕组的匝数；

①1一定子每对磁极下基波磁通，Wb;

KE一绕组的电势系数。

式(1-7)表明，当频率一定时，E1的大小直接反应了磁通①1的大小。

1转子侧的电磁功率

转子是通过电磁感应得到从定子传递过来的电磁功率的，其大小由下式计算：

PM=3E2'12'cos62(1-8)

式中，E2,一转子等效绕组每相电动势的折算值，V；

12,一转子等效绕组相电流的折算值，A;

cos@2一转子等效绕组的功率因数。

这里，所谓转子的等效绕组，是一组效果与实际绕组(鼠笼条)完全相同的假想绕组，其结构与定子绕

组相同。等效绕组中的各物理量，都缀以

E2'是转子等效绕组切割旋转磁场的结果，其有效值计算如下：

E2,=4.44KEfNl<Dl(1-9)

比较式(1-7)和式(1-9)可以看出，由于转子等效绕组的结构和定子绕组完全相同，因此：

E2'=E1

1输出功率

电动机的输出功率就是轴上的机械功率，其大小由下式计算：

P1=TMnM/9550(1-10)

式中，TM—电动机轴上的电磁转矩，Nm;

nM—电动机的转速，r/mino

电磁转矩是转子电流与磁通相互作用的结果，其大小计算如下：

TM=KT①112'cos2(1-11)

式中，KT-绕组的转矩系数。

(3)磁通在定子等效电路中的反映

如图1-15,在定子磁通中，有两种情形：

图1-15磁通在定子等效电路中的反映

I主磁通

主磁通是能够穿过空气隙与转子绕组相链，从而把能量传递给转子的部分。主磁通在公式中常常用基波

分量中1表示，也有时用振幅值中m表示。

定子绕组切割主磁通所产生的自感电动势E1,是定子电路内与外加电压相抗衡的主要成分，称为反电

动势。

1漏磁通

漏磁通是不能穿过空气隙与转子绕组相链，从而并不传递能量的部分。它在电路中，只能起电抗的作用，

称为漏磁电抗，用xl表示。

3.2磁通大小不能动

(1)磁通减小的后果

如式(1-11),电动机所产生电磁转矩的大小，是和转子电流和磁通的乘积成正比的。电动机的额定电流

是不允许超过额定值的，否则电动机会因过热而损坏。因此，如果磁通减小的话，电动机的电磁转矩将

达不到额定值，从而使带负载能力下降。

(2)磁通增大的后果

1磁化曲线

图1-16励磁电流的波形

在电动机的磁路里，磁通中的大小和励磁电流10的关系，称为磁化曲线，如图1-16所示。其特点是：

在开始阶段，①与10基本上呈线性关系，但当①增大到一定程度时，磁路将饱和。这时，励磁电流10

再增大，磁通中将增加得很少。

1励磁电流的波形

当磁路未饱和时，励磁过程在磁化曲线的线性段进行，励磁电流的波形如图l-16(a)所示。图中，曲线①

是磁化曲线;曲线②是励磁电流的波形。

当磁路饱和时，其曲线如图l-16(b)中之曲线①所示，而励磁电流的波形则如图l-16(b)中之曲线③所示。

由图知，励磁电流的波形将发生严重的畸变，是一个峰值很高的尖峰波。即使磁通增加不多，励磁电流

的峰值也会增加得很大。

所以，在进行变频调速时，有一个十分重要的要求，就是磁通①必须保持基本不变：

①1=const

3.3变频偏把要害捅

当电动机的工作频率fX下降时;各部分功率的变化情形如下：

(1)输入功率

在式(1-5)中，与输入功率P1有关的各因子中，除cos<M略有变化外，都和fX没有直接关系。因此，

可以认为，伏下降时，P1基本不变。

(2)输出功率

由于在等速运行时，电动机的电磁转矩TM总是和负载转矩相平衡的。所以，在负载转矩不变的情况下，

TM也不变。而输出轴上的转速nX必将随fX下降而下降，由式(1-10)知，输出功率P2也随fX的下降

而下降。

(3)电磁功率

由图l-8(c)可以看出，当输入功率P1不变而输出功率P2减小时，传递能量的电磁功率PM必增大。这

意味着磁通中也必增大，并导致磁路饱和。

这是异步电动机在电流频率下降时出现的一个特殊问题。

3.4VVVF出了笼

(1)保持磁通不变的准确方法

式(1一6)中，4.44KE是常数，针对某一台具体的电动机，每相定子绕组的匝数N1也是常数。故式(1-6)

又可写为：

El=KE'・fl①1(1-12)

式中，KE'=4.44KEN1一常数。

由于感应电动势的瞬时值el决定于磁通的变化率:

E1=DO/DF(1-13)

式中D①/DF,一磁通的变化率。

故式(1-12)的物理意义可由图1-17来解释：

她小

dt」

(a)一般情况

(b)频率增大(c)磁通的振幅值增大

图1-17反电动势的大小

1比较图l-17(a)和图l-17(b)可知，频率增大时，磁通的变化率增大，反电动势的有效值也增大。

1比较图l-17(a)和图l-17(c)可知，磁通的振幅值增大时，磁通的变化率也增大，从而反电动势的有效值

也同时增大。

可见，反电动势的大小，既和频率大小成正比，也和磁通的振幅值(或有效值)成正比。

所以，如能保持：

Rlx/Fx=CONST(1-14)

则磁通①1将可保持不变。

但反电动势E1X是线圈自身产生的，无法从外部控制其大小，故式(1-14)所表达的条件将难以实现。

(2)保持磁通不变的替代方法

图l-15(b)中的定子等效电路，可以形象化地画成如图1-18所示。由图1-18知，反电动势E1X是从外加

电压U1X中，减去定子绕组的阻抗压降AU1X后的结果。

图1-18定子的一相等效电路

由于定子绕组的阻抗压降AU所占比例较小，因此，用比较容易从外部进行控制的外加电压U1X来近

似地代替反电动势E1X是具有现实意义的。即：

UX/FX=CONST(1-15)

所以，变频的同时也必须变压，目的是为了保持磁通基本不变:UX/FX=CONST-中eCONST

(3)调频比与调压比

设当频率下降为仇时，电压下降为UX,则：

KF=fx/fn(1-16)

称为频率调节比，或简称调频比。

Ku=Ux/Un(1-17)

称为电压调节比，或简称调压比。

以上两式中，fN和UN分别是频率和电压的额定值.

当kU=kF时，电压与频率成正比，其UX=f(fX)曲线将通过原点，如图1-19所示，称为基本U/f线。

图1一19基本U/f线

3.5脉宽调制多采用

要实现变频又变压，可以考虑的方法有：

(l)PAM(脉幅调制)

这是最容易想到的办法，即:在频率下降的同时，使直流电压也随着下降。因为晶闸管的可控整流技术早

已成熟，所以，人们很容易想到利用可控整流技术使整流后的直流电压与频率同步下降，如图1-20所

示。图l-20(b)是频率较高时的情形，这时，脉冲周期较短(频率较高)，而脉冲幅值较大;图l-20(c)是频

率较低时的情形，这时，脉冲周期较长(频率较低)，而脉冲幅值则较小。

(b)频率较高时(c)频率较低时

图1-20PAM调制

由于PAM调制的结果是使逆变后的脉冲幅度下降，故称之为脉幅调制。

实施PAM的线路比较复杂，因为要同时控制整流和逆变两个部分。并且晶闸管整流后直流电压的平均

值并不和移相角成线性关系，也使两个部分之间的协调比较困难。

(2)PWM(脉宽调制)

将变频器输出波的每半个周期分割成许多个脉冲，通过调节脉冲宽度和脉冲周期之间的“占空比”来调

节平均电压，如图1-21所示。

(a)电路框图

(b)频率较高时(c)频率较低时

图1-21PWM调制

占空比的定义是：

D=Tp/Tc(1-18)

式中，d一占空比；

Tp—脉冲宽度，Ps;

Tc—脉冲周期，us。

图l-21(b)是频率较高时的情形，这时，脉冲周期较短(频率较高)，而占空比较大;图l-21(c)是频率较低

时的情形，这时，脉冲周期较长(频率较低)，而占空比则较小。

PWM的优点是不必控制直流侧，因而大大简化了电路。

经PAM和PWM调制后，所得到的电动机电流的谐波分量将是很大的。

⑶SPWM(正弦脉宽调制)

如果脉冲宽度和占空比的大小按正弦规律分布的话，便是正弦脉宽调制(SPWM),如图122(a)所示。当

正弦量较小时，脉冲的占空比也较小;反之，当正弦量为振幅值时，脉冲的占空比也较大。

(a)SPWM的含义

图1-22SPWM调制

SPWM的显著优点是:由于电动机的绕组具有电感性，因此，尽管电压是由一系列的脉冲构成的，但通

入电动机的电流却十分逼近于正弦波，如图l-22(b)所示。

3.6调制载波得脉冲

经过正弦脉宽调制后的脉冲系列中，各脉冲的上升沿与下降沿是由正弦波和三角波的交点来决定的。这

里，三角波是载波，正弦波是调制波。所以，可以说，SPWM的脉冲系列，是调制波调制载波的结果。

(1)单极性调制

单极性调制虽然已经很少应用，但就产生脉冲系列的基本过程而言，和双极性调制是相同的，而单极性

调制则比较容易说明问题。

单极性调制的特点是，三角波是单极性的，如图1-23所示。

(c)UXm较小时脉宽冲系列

图1-23单极性SPWM变频时：

I正弦波的频率随给定频率而变;三角波的频率原则上也跟着一起变化，但变化规律在不同品牌的变频器

中不尽相同。

1正弦波的振幅按比值UlX/fX和给定频率仅同时变化;三角波的振幅则不变。图1-23中，当U1X的振

幅值较大时，所得到的脉宽调制波如图l-23(b)所示;而当ulX的振幅值较小时，所得到的脉宽调制波如

图1-23(c)所示。

(2)双极性调制

实际变频器中，更多地使用双极性调制方式。其特点是，三角波是双极性的，如图1-24所示。

^AFtR=ft=ft=flzft=Rmf

uWTHW________阴

wirmjum

图1-24双极性调制方式

双极性调制后的脉冲系列也是双极性的，如图1-24中之uU、uV、uWo但合成后的线电压脉冲系列则

是单极性的，如图1-24中之uUV所示。

要具体地实施SPWM,必须实时地求出各相的正弦波与三角波的交点。它们的周期根据用户的需要而

随时调整;并且，正弦波的振幅值也随周期而变。只有在微机技术高度发达的条件卜，才有可能在极短的

时间内实时地计算出正弦波与三角波的所有交点。并使逆变管按各交点所规定的时刻有序地导通和截

止。

第一讲百年期待盼变频(下)

摘要：本文介绍了变频器在改善电动机的机械特性方面所采取的措施，对变频器的主电路进行了比较

详细的讲解。

关键词：机械特性V/F控制转矩补偿矢量控制能量守恒

4机械特性要领先

长期以来，直流电动机调速系统的机械特性一直是人们公认的佼佼者。所以，三相交流异步电动机变频

调速系统的机械特性能否和直流调速系统相媲美，便成为了变频调速系统能否复盖全调速领域的试金

石。

4.1电压顶替转矩小

(1)满足U/f=const的机械特性

异步电动机在满足kU=kF(U/f=const)条件下的机械特性如图1-25所示。图中，曲线①是在额定频率下

的自然机械特性，临界转矩为TKN,允许长时间运行的转矩即为额定转矩TMN;曲线②是频率较低时的

机械特性，临界转矩为TKX,比额定频率时的临界转矩TKN小了一些，允许长时间运行的转矩称为有

效转矩TMEX,也小于额定转矩TMN。

图1-25kU=kF时的机械特性

可见，频率越低，电动机的有效转矩越小，带负载能力也越小。显然，这样的机械特性是难以和直流调

速系统相比拟的。

(2)低频时临界转矩减小的原因

从根本上说，这是用UlX/fX=const近似地代替ElX/fX=const的结果，如图1-26所示。

(a)额定状态的电路示意图(b)低频运行的电路示意图

图1-26低频时临界转矩减小的原因

图l-26(a)所示是在额定频率下运行时，反电动势EN和外加电压UN之间的关系。假设运行电流等于额

定电流IN,则定子绕组的阻抗压降为△UN。

当频率下降为fX时，在kU=kF的前提下，外加电压下降为UX。如果负载转矩未变，则定子电流仍为

IN,定子绕组的阻抗压降AUX基本未变：

AUX=«AUN

显然，阻抗压降AUX在外加电压UX中所占的比例增大了，而反电动势EX在外加电压UX中所占的

比例则减小了。就是说，当UX/fX=const时，比值EX/fX实际上是随仪的下降而减小的。从而，主磁

通中1也随之减小，如图l-26(b)所示。所以，电动机的临界转矩TKX和有效转矩TEX也都随之减小。

4.2对症下药补偿要点

(1)转矩补偿的基本原理

为了使EX/fX=const的条件得到满足，以维持磁通中1基本不变,人们首先想到的办法便是:频率下降时,

在UX/fX=const的基础上增加△u,适当提高UX/fX的比值，以补偿阻抗压降AU在UX中所占比例增

大的影响。这种方法称为转矩补偿或电压补偿，也叫转矩提升。因为是通过改变U/f比来实现的，故通

常称为V/F控制法。

(a)补偿后的U/f线(b)电路示意图

图1-27转矩补偿的原理

如图l-27(a)所示，曲线①是kU=kF时的U/f线，当频率为fX时，对应的电压为UX;曲线②是补偿后

的U/f线。当频率为fXH寸，对应的电压增加为UX'=UX+Au,使UX'/fX>UN/fN»如补偿得恰到

好处的话，则反电动势与频率之比与额定状态基本相同，如图l-27(b)所示，从而使磁通①X'大体上与

额定磁通相等：

①X'弋①N

(2)变频器的U/f线

由于不同负载在低频运行时，负载轴上的阻转矩也各不相同。与此对应的定子电流和阻抗压降也不一样,

所需要的补偿量也就各异。为此，各种变频器都设置了可供用户选择的转矩提升功能(U/f线)。

各种变频器提供的U/f线类型很不相同，但归纳起来，大致有以卜几种：

1直线型

图1-28变频器的U/f线

所提供的U/f线都是直线，如图128(a)所示。有的变频器对所有的U/f线进行了编号，用户只需根据需

要选择一个编号即可;也有的变频器则选择起始电压与额定电压之比的百分数(UC%)。

1折线型

由于在频率较高部分，实际上常不需要补偿。因此，用户可预置需要补偿的转折频率亿同时预置一个

起始电压即可，如图l-28(b)所示。

1任意折线型

用户可预置2〜4个转折点，从而可使所需U/f线为任意折线型，如图l-28(c)所示。

1自动U/f线

各种变频器都设置了自动U/f功能，变频器可以根据定子电流的大小自动调整U/f比。这种方式对于一

些在运行过程中阻转矩经常变动的负载来说，是较好的选择;但对于阻转矩比较稳定的负载来说，如选择

自动U/f功能时，由于变频器处于不断的检测和调整状态，反显得不够稳定。

⑶V/F控制法的缺点

V/F控制法中，当转矩补偿线选定之后，电动机输入电压U1X的大小只和工作频率fX有关，而和负载

轻重无关。

但许多负载在同一转速下，负载转矩是常常变动的。例如塑料挤出机在工作过程中，负载的阻转矩是随

塑料的加料情况、熔融状态以及塑料本身的性能等而经常变动的。

用户在决定U/f线时，只能根据负载最重时的状况(Il=I1N)进行选择。当负载较轻时，电压的补偿量将

处于“过补偿”状态。这是因为:负载较轻时，电流II下降，定子绕组的阻抗压降AU也减小。结果，

比值ElX/fX将偏大，使磁路饱和。

上述分析表明，当变动负载采用V/F控制法时，电动机磁路的饱和程度将随着负载的变化而变化，这无

疑是个瑕点，使它仍难以和直流电动机相媲美。

4.3矢量控制特性

直流电动机的调速性能是十•分优越的，所以，人们就致力于分析直流电动机调速性能优越的原因，进而

研究如何使异步电动机也能够具有和直流电动机类似的特点，从而改善其调速性能，这就是矢量控制的

基本指导思想。

(1)直流电动机的特点

1磁场特点

直流电动机中有两种磁通：

主磁通一由定子上的主磁极产生，用①0表示。主磁极上有励磁绕组，绕组中通有励磁电流10。

电枢磁通一由转子绕组中的电枢电流IA产生，用中A表示。

主磁通和电枢磁通在空间是互相垂直的，如图l-29(a)所示。

(a)磁场特点(b)电路特点(c)调速后的机械特性簇

图1-29直流电动机的特点

1电路特点

励磁绕组的电路和电枢电路是互相独立的，如图l-29(b)所示。

1调速特点

在这两个互相垂直而独立的磁场中，只需调节其中之一即可进行调速，两者互不干扰，调速后的机械特

性如图1-29(c)所示。

(2)矢量控制的基本考虑

仿照直流电动机的特点，当变频器得到给定信号后，首先由控制电路把给定信号分解为两个互相垂直的

磁场信号:励磁分量①M和转矩分量力T,与之对应的控制电流信号分别为iM*和iT*。并假设，这两个

互相垂直的磁场信号在空间是旋转着，转速等于给定频率相对应的同步转速。

旋转着的直流磁场，和由三相电流产生的旋转磁场，在转速和磁感应强度都相同的前提卜，是可以进行

等效变换的。所以，直流旋转磁场的控制信号可以等效地变换成三相交变磁场的控制信号iA*、iB*和iC*,

用来控制逆变桥中各开关器件的工作，如图1-30所示。在运行过程中，当由于负载发生变化导致转速

变化，并通过转速反馈环节反馈到控制电路时，令磁场信号iM*不变，而只调整转矩信号iT*,从而使

异步电动机得到和直流电动机卜分相似的机械特性。

图1-30矢量控制框图

(3)变频调速与直流电动机的比较

迄今为止，变频调速在绝大多数领域都已经赶上或超过了直流电动机，这里只举两个例子。

I拖动二次方律负载

(a)拖动二次方律负载(b)变频调速机械特性(c)直流电动机机械特性

图1-31变频调速与直流电动机的比较

风机、水泵等属于二次方律负载，其机械特性如图l-31(a)中之曲线①所示。由于转速越低，负载的阻转

矩越小，因此，异步电动机在无补偿情况下，低频运行时转矩减小的缺点反变成了优点，如图l-31(a)

中之曲线②所示。如果用直流电动机拖动二次方律负载，则低速运行时，将处于严重的“大马拉小车”

的状态，如图l-31(a)中之曲线③所示。

1额定转速以上的特性

一方面，如上述，两个电路互相独立是直流电动机的优点之一。

另一方面，直流电动机在额定转速以下调速时，其机械特性之所以能十分“平直”，是因为在调速装置

中加入了两个反馈系统:电流反馈系统(内环)和转速反馈系统(外环)。

但是，这两个反馈系统只能加到一个独立电路(电枢电路)上。所以，当通过减小励磁电流，在额定转速

以上调速(弱磁调速)时，电动机的机械特性将得不到改善，如图l-25(c)所示。

而变频调速中的矢量控制方式，虽然是模拟了直流电动机的结果，但受控的三相电路实际上并未分开。

所以，即使在额定转速以上，矢量控制方式仍能适用，故机械特性较好，如图l-31(b)所示。

5电路结构记心间

各种变频器控制电路的差异是很大的，但主电路的结构却基本相同。此外，许多故障现象都可以通过主

电路来进行分析。所以，记住主电路的结构与特点具有十分重要的意义。

5.1交一直变换有特点

交一直变换电路就是整流和滤波电路，其任务是把电源的三相(或单相)交流电变换成平稳的直流电。由

于整流后的直流电压较高，且不允许再降低，因此，在电路结构上具有特殊性。

(1)全波整流电路与判断

1整流电路

在SPWM变频器中，大多采用桥式全波整流电路。在中、小容量的变频器中，整流器件采用不可控的

整流二极管或二极管模块，如图1-32(a)所示。

三相全波整流后的电压波形如图l-32(a)所示，它具有6个波头，故也称为6波头整流。

(a)全波整流电路(b)整流模块的判断

图1-32全波整流电路与判断

I整流管损坏的判断

判断整流管是否损坏时，应记住整流前后各端子的符号。今以判断VD1为例，由图142(a)知，VD1在

R端和P端之间，当万用表的黑表笔(电源正端)与R相接，红表笔(电源负端)与P相接时，在正常情况

下，VD1是导通的;反之，则不导通。测量方法如图l-32(b)所示。

(2)滤波与均压电路

三相全波整流后的电压波形脉动较大，需要进行滤波。由于受到电解电容的电容量和耐压能力的限制，

滤波电路通常由若干个电容器并联成一组，又由两个电容器组串联而成，如图1-33中的CF1和CF2所

示。因为电解电容器的电容量有较大的离散性，故电容器组CF1和CF2的电容量常不能完全相等，这

将导致它们承受的电压UC1和UC2不相等，承受电压较高的电容器组将容易损坏。

为了使UC1和UC2相等，在CF1和CF2旁各并联一个阻值相等的均压电阻RC1和RC2,如图1-33所

示。均压原理如下：

图1-33滤波与均压电路

假设CF1VCF2,则UC1AUC2。这时，CF2上的充电电流IR1必将大于CF1上的充电电流IR2,这样，

CF2上的电压UC2有所上升，而CF1上的电压UC1则有所下降，从而缩小了UC1和UC2的差异，使

之趋向于平衡。

(3)限流电路

变频器在接入电源之前，滤波电容CF上的直流电压UD=O。因此，当变频器刚接入电源的瞬间，电源

进线之间，犹如被短路了一般，使电源电压瞬间下降而形成干扰。与此同时，将有一个很大的冲击电流

iC经整流桥流向滤波电容，如图l-34(a)所示，使整流桥可能因此而受到损害。

为此，在整流桥和滤波电容器之间，接入一个限流电阻RL,把充电电流iC限制在一个较小的范围内，

如图l-34(b)所示，以消除刚接通电源时的冲击。

(a)未限流的情形(b)限流后的情形

图1-34限流电路

限流电阻RL如果常时间接在电路内，会影响直流电压UD和变频器输出电压的大小，同时，也增大了

电路的损耗。所以，当UD增大到一定程度时，必须把RL短路掉。短路所用器件大多由晶闸管或接触

器构成，在容量较小的变频器中，也常由继电器的触点构成，如图l-34(b)所示。

(4)直流电压指示电路

直流电压指示灯HL并不在面板上进行显示，通常是在主控板上。其主要功能并不表示电源是否接通，

而是在变频器切断电源后，表示滤波电容器CF上的电荷是否已经释放完毕。

图1-35直流电压指示电路

如图1-35所示，由于CF的容量较大，而切断电源又必须在逆变电路停止工作的状态下进行，所以CF

没有快速放电的回路，其放电时间往往长达数分钟。又由于CF上的电压较高，如不放完，对人身安全

将构成威胁。故在维修变频器时，必须等HL完全熄灭后才能接触变频器内部的导电部分，所以，HL

的作用主要在于保护人身安全。

5.2直一交变换是关键

逆变桥电路由图l-36(a)中的开关器件

V1-V6构成，其功能是把直流电转换成频率可调的三相交流电。目前，中小容量的变频器中，开关器

件大多使用IGBT管。

(1)反向二极管的作用

(a)逆变桥电路(b)电动机状态的电流波形

SS

(c)电动机的状态(d)再生状态的电流波形

图1-36逆变桥与反向二极管的作用

图1-36中，每个逆变管旁边，都反并联一个二极管(VD7〜VD12)。其作用是：

1为电动机绕组的无功电流返回直流电路时提供通路。如图l-36(b),在电动机状态下，电流比电压滞后

e1角，电流的瞬间流向如下：

在0〜tl期间，电流与电压是反方向的，说明是反电动势克服外加电压而作功，这时的电流便是通过反

向二极管从电动机流向直流回路的；

在tl〜t2期间，电流与电压是同方向的，说明是外加电压克服反电动势而作功,这时的电流便是通过IGBT

管从直流回路流向电动机的。

1当由于某种原因，电动机转子的实际转速高于同步转速时，反并联二极管的作用是，为电动机的再生

电能反馈至直流电路提供通路。如图1-36(d),在发电机(再生)状态下，电流与电压之间的相位差角超过

了口/2,从而，通过反向二极管流向直流回路的电流大于通过1GBT管流向电动机的电流，从整体效果

上看，电动机是在“发电”。

1为电路的寄生电感在逆变管交替导通过程中释放能量提供通路。

(2)逆变管的驱动

1IGBT对驱动信号的要求

从截止转为导通时，应适当提高栅极电压uGl的上升率，以缩短开通时间;从导通转为截止时，应适当

加入负偏压uG2,以加快关断过程。

1驱动模块举例

图1-37IGBT的驱动电路

驱动电路基本上都已经模块化。今以EXB850模块为例，其内部电路及管脚安排如图107(a)所示，外接

电路如图l-37(b)所示。其工作过程如下：

当晶体管V3的基极得到驱动信号时，V3导通，管脚(15)与(14)之间的光耦合管导通，放大器AMP的输

出为“+”，晶体管VI导通，控制电源的“+”极从管脚⑵进入，经VI、管脚⑶接至IGBT的栅极。

同时，IGBT的发射极经管脚⑴、稳压管VS、管脚⑼接至控制电源的“0V”端。IGBT因G、E间得到

正电压而导通。这时，电容器C2上的充电电压是上“+”下“一”，电压大小取决于稳压管VS。

当驱动信号撤消后，V3截止，管脚⑮与(M)之间的光耦合管也截止，AMP的输出为“一”，VI截止，而

V2导通。这时，IGBT的栅极G经管脚(3)、V2、管脚(9)与电源的“0V”相接，而发射极E则与电容器

C2的正端相接，IGBT的G、E间得到负偏压，IGBT迅速截止。

(3)逆变管的缓冲电路

缓冲电路的主要作用是减小IGBT从饱和转为截止时，C-E之间的电压变化率。基本缓冲电路的结构如

图1-38所示。以VT1为例，说明如下：

当VT1从饱和状态转为截止状态时，C-E间的电压将由接近于0V迅速上升至直流电压值UD(七513V),

这过高的电压变化率将使IGBT容易损坏。

图1-38中，减小电压变化率的关键元器件是电容器C01,如图l-38(a)。因为C01两端的电压不能跃变,

这就减缓了UCE的上升速率。

(a)接入电容器(b)接入电阻(c)接入二极管

图1-38逆变管的缓冲电路

在VT1截止期间，C01上的电压将充至513Vo当VT1又转为饱和导通时，C01上的513V电压将直接

向VT1放电，产生十分强大的冲击电流，足以导致IGBT的损坏。为了减小放电电流，在放电回路中串

入了电阻R01,如图1-38(b)所示。

但R01的接入，又将影响C01减缓电压变化率的作用。为此，用一个二极管VD01和R01并联，如图

c)所示。由于二极管具有箝位作用，所以，当VT1从饱和转为截止时，C01减缓电压变化率的作用不受

影响;而当VT1从被止转为饱和时，C01的放电电流则能够被R01削弱。

实际的缓冲电路常在此基础上进行许多改进和补充，这里不再赘述。

(4)输出端不允许接电源

图1-39逆变电路与电源相接

逆变电路的输出端是绝对不允许和电源相接的，举例说明如图1-39所示。

假设在某一瞬间，电源电压为Ll"+”，L2“一”，在同一瞬间，恰值V3导通，则电流从L1经VD7、

V3至L2,形成短路，V3管将立即损坏。V3和V6是交替导通的，中间只间隔几个微秒(us),所以，

V6也随即损坏。又由于双极性调制时，VI、V3、V5工作时间的间隔也只有几个微秒，而L1与L2之

间线电压的维持时间为10ms(50Hz时的半个周期)。所以，转瞬之间，6个逆变管将损坏殆尽。

因此之故，变频器主电路的输入端和输出端之间是绝对不能接错的。

(5)输出端不能接电容

+

图1-40输出端接电容

如图1-40所示，如果在逆变电路的输出端接入了电容器，贝IJ:当与直流电路“+