6振幅调制、解调及混频-高频电子线路-曾兴雯-课件

第6章振幅调制、解调及混频6.1振幅调制6.2调幅信号的解调6.3混频6.4混频器的干扰

16.1振幅调制主要要求：

掌握普通调幅波、双边带调幅波和单边带调幅波的表达式、波形特点、频谱图和频带宽度及功率的计算掌握线性频谱搬移电路的构成要素和频谱特点26.1振幅调制一、几个基本概念

1、调制：调制是指利用调制信号去控制载波的某个参数的过程。

2、调制信号：是指由原始消息（如声音、数据、图象等）转变成的低频或视频信号。可以是模拟信号，也可是数字信号。通常用uΩ或f(t)表示。

3、载波信号：是指未受调制的高频振荡信号。可以是正弦信号，也可是非正弦信号。

4、已调波信号：是指受调制后的高频信号，即已经把调制信号加载到载波中的信号。3

5、解调：是调制的逆过程，即从已调波信号中提取原调制信号的过程。

6、振幅调制：是指利用调制信号去控制载波的振幅，使载波信号的振幅按调制信号的规律变化。

7、振幅调制的分类：

(1)普通调幅方式（AM）：其输出的已调信号称为调幅波。

(2)抑制载波的双边带调制：其输出的已调信号称为双边带信号(DSB)。

(3)抑制载波的单边带调制：其输出的已调信号称为单边带信号(SSB)。4二、振幅调制信号分析（一）调幅波（AM）的分析

1、调幅波的表达式及波形（1）调制信号为单一频率的余弦信号

设载波电压为调制电压为通常载波频率与调制信号满足ωc>>Ω。5根据振幅调制信号的定义，调幅时，载波的频率和相位不变，而振幅将随调制信号uΩ(t)线性变化。(由于调制信号为零时调幅波的振幅应等于载波振幅Uc，则调幅波的振幅Um(t)可写成:Um(t)=UC+ΔUC（t）=UC+kaUΩcosΩt=UC(1+mcosΩt)式中：ΔUC(t)与调制电压uΩ成正比，其振幅ΔUC=kaUΩ与载波振幅之比称为调幅度（调制度）：

调幅度：表示载波振幅受调制信号控制后改变的程度6由此可得调幅信号的表达式：

uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct为了使已调波不失真，即高频振荡波的振幅能真实地反映出调制信号的变化规律，调幅度m应小于或等于1，当m>1时，称为过调幅。是调幅波的振幅，它反映了调制信号的变化规律，称为调幅波的包络7图6-1AM调制过程中的信号波形对基极调幅来说，由于管子发射结反偏，而截止，使uAM(t)=0，包络部分中断最大振幅最小振幅m＝1m>1时产生过调幅失真8(a)调制信号波形

t0uΩUΩ(b)载波信号波形0tucUc波形：(c)m<1时调幅波波形t0uAMUcm(1-m)Uc(1+m)Uc包络Uc(1+mcosΩt)9（2）调制信号为一连续频谱信号f(t)

上面的分析是在单一正弦信号作为调制信号的情况下进行的，而一般传送的信号并非为单一频率的信号，例如是一连续频谱信号f（t）。若将调制信号分解为：则调幅波表示式为：10图6-2实际调制信号的调幅波形

调制信号和已调波示意图如图6-2所示。1100ttuAMuΩ12图6-3AM信号的产生原理图（3）调制电路框图要完成AM调制，可以用图6-3所示的原理框图实现，其关键在于实现调制信号和载波信号的相乘。+××+常数13

2、调幅波的频谱

由图6-1(c)可知，调幅波不是一个简单的正弦波形。在单一频率的正弦信号的调制情况下，用三角公式展开，可得：14图6-4单音调制时已调波的频谱（a）调制信号频谱（b）载波信号频谱（c）AM信号频谱显然：

1)频谱的中心分量就是载波分量，它与调制信号无关，不含消息；

2)两个边频分量ωc＋Ω及ωc－

Ω则以载频为中心对称分布，两个边频信号的幅度相等并与调制信号幅度成正比。

3)边频相对于载频的位置仅取决于调制信号的频率。因此调制信号的幅度、频率消息只包含在边频分量中。

15图6-5语音信号及已调信号频谱（a）语音频谱（b）已调信号频谱在多频调制的情况下，各个低频频率分量所引起的边频对组成了已调波的上下两个边带。16从图中可以看出，AM信号的频谱结构和调制信号完全一样，各分量的相对振幅和相对位置没有改变。也就是说，通过AM调制，把调制信号的频谱从0附近线性地搬移到了载波两侧。对于单音信号调制，AM信号的频带宽度为：而对于多频信号调制，AM信号的频带宽度为：173、调幅波的功率载波分量功率边频分量功率：调幅波在调制信号一个周期内的平均功率：即便是在m=1时，包含信息的边带功率也只占总功率的1/3，因此这种调幅方式效率很低，功率浪费大。18这个最大功率有可能大大超过总的平均功率，它限定了用于调制的功放管的额定输出功率PH。因此在设计功率放大器时，一定要以此来选择功放管。保证：Pmax≤PH调幅波处于包络峰值时，高频输出功率最大，称为调幅波最大功率，调幅波处于包络最小值时，高频输出功率最小，称为调幅波最大功率，19例6-1已知发射机的发射总功率Pav为504W，发射的AM调幅信号为uAM=Um(1+0.4cosΩ1t+0.6cosΩ2t)cosωct,请求（1）在未调制时的载波功率Pc，（2）边带功率PSB为多少？解：根据已知条件得：20（二）双边带信号（DSB）

在调制过程中，将载波抑制就形成了抑制载波双边带信号，简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘得到，其表示式为：若调制信号为单一正弦信号uΩ=UΩcosΩt调制时，其中g(t)在是可正可负的，它与普通调幅波的幅度函数U(t)是不同的。DSB波：抑制了载波分量，只含上、下边带分量。1.表达式212.双边带调幅波波形22DSB信号与AM信号相比，有如下特点：（1）包络不同。AM波的包络正比于调制信号f(t)波形，而DSB信号波形的包络正比于|f(t)|。

（2）DSB信号的高频载波相位在调制电压零交点处（调制电压正负交替时）要突变180度——即反相。

（3）由于DSB信号不含载波，它的全部功率为边带占有，所以，发射的都载有消息，功率利用率高于AM。233.双边带调幅波频谱DSB波频谱BW

=2F24（三）单边带信号（SSB）

1、单边带信号的概念：单边带（SSB）信号是由DSB信号经边带滤波器滤除一个边带或在调制过程中，直接将一个边带抵消而成。

2、单频信号调制时的单边带信号

单频调制时，uDSB（t）=kuΩuC。当取上边带时：取下边带时：显然，他们均为单一频率成分的信号。从公式可以看出，单频调制时uSSB信号为等振幅信号，但与原载波幅度不同。25图6-7单音调制的SSB信号波形

单边带信号的波形如图6-7所示，由于它们为单一频率成分的信号，因此，单纯从该信号中是无法知道原来调制信号，也无法看出实际该信号的特征。26图6-8单边带调制时的频谱搬移27

3、双音调制时的单边带信号为了看清SSB信号波形的特点，下面分析双音调制时产生的SSB信号波形。为分析方便。设双音频振幅相等，即：且Ω2＞Ω1，则可以写成下式：受uΩ调制的双边带信号为取上边带信号，波形如图6-9：28图6―9双音调制时SSB信号的波形和频谱等幅双音信号频谱SSB信号频谱则SSB信号的包络与调制信号的包络形状相同，填充频率移动了每一个调制频率分量产生一个对应的单边带信号分量，它们的关系和单音调制时一样，振幅之间成正比，频率则线性移动。29

4、多频率分量调制的SSB信号uSSB(t)=UcosΩtcosωct-UsinΩtsinωct

对应于上边带或

uSSB(t)=UcosΩtcosωct+UsinΩtsinωct

对应于下边带这是SSB信号的另一种表达式，由此可以推出uΩ(t)=f(t)，即一般情况下的SSB信号表达式：式中，“＋”对应下边带，“—”对应上边带。

表示把f(t)的所有频率成分均相移-π/2

，称f(t)是f(t)的希尔伯特变换30

总结：

单边带调制从本质上说是幅度和频率都随调制信号改变的调制方式。但是，由于它产生的已调信号频率与调制信号频率间只是一个线性变换关系（线性搬移），这一点与AM、DSB类似，因此通常还是把它归结为振幅调制。

SSB调制的特点：占用频带窄，功率利用率高。

31图6-11语音调制的SSB信号频谱(a)DSB频谱(b)上边带频谱(c)下边带频谱32求带宽（设ωc为Ω的整数倍）例解：BW

=2F33求带宽（设ωc为Ω的整数倍）例解：BW

=2F34求带宽（设ωc为Ω的整数倍）例解：BW

=F35求带宽（设ωc为Ω的整数倍）例解：BW？36为一调制信号的频谱图（1）该信号的调制方式是什么？371.在模拟乘法器上接入调制信号电压VΩcosΩt和载波信号电压Vccosωct后将产生：

A)ωc±Ω

B)2ωc±Ω

C)2ωc

D)频谱分量

若需得到SSB信号还必须接入:

A)高通滤波器

B)低通滤波器

C)边带滤波器

2.一单音频调制的普通调幅信号，其载波功率为1kW，调幅系数为0.3.

（1）边频功率为:

A)90W

B)45W

C)22.5W

D)100W

（2）平均功率为:

A)1kW

B)1.69W

C)1.045kW

D)2kW

3.当调制信号的频率从1kHz增大到2kHz，振幅从1V降到0.5V时，

（1）调幅波的调制指数从Ma变到:

A)0.5Ma

B)0.1Ma

C)不变

（2）调幅波的带宽变化到:

A)2kHz

B)8kHz

C)4kHz

384.已知下列数学表达式，指出它们分别是：

(1)（1＋cosΩt/2)cosωct;

A）普通调幅波

B)双边带调制波

C)单边带调制波

(2)cosΩtcosωct

A）普通调幅波

B)双边带调制波

C)单边带调制波

(3)5cos(ωc+Ω)t

A）普通调幅波

B)双边带调制波

C)单边带调制波

5.设已调信号为v(t)=10(1+0.6cos2π×5×103t)cos2π×108t(V)

(1)该信号是：

A)调频波

B)普通调幅波

C)双边带调制波

D)单边带调制波

（2）已调信号的频带宽度BW是：

A)π×104

rad/s

B)2π×104

rad/s

C)10π×104

rad/s

(3)在单位电阻上消耗的平均功率Pav为：

A)9W

B)59W

C)118W

39三、

振幅调制电路1、概述

(1)由上述分析可以看出，AM、DSB和SSB信号都是将调制信号的频谱搬移到载频上去，搬移的过程中，频谱结构不发生变化，因此均为线性调制（频谱的线性搬移）。

(2)比较AM、DSB和SSB信号的频谱可知：AM：下边带(频)——差频、载频、上边带(频)——和频DSB：下边带(频)——差频、上边带(频)——和频；SSB：只有下边带(频)——差频或只有上边带(频)——和频。因此实现调幅（频谱的线性搬移）必须以乘法器或平方项为基础，然后通过合适的滤波器选出所需成分。40

(3)振幅调制的分类：

1)高电平调制：是将高频功放和调制电路合二为一，调制后的信号不需再放大就直接发送出去的方式。主要原理依据是前面高频功放的调制特性；

2)低电平调制：是将调制电路与高频功放分开，调制后的信号电平较低，需经功率放大后达到一定的发射功率再发送出去。

(4)调制电路的基本要求：调制效率高，调制线性范围大，失真小等。41

2、AM调制电路

AM信号的产生可以采用高电平调制和低电平调制两种方式完成。目前，AM信号大都用于无线电广播，因此多采用高电平调制方式。

(1)高电平调制（功放与调制电路合二为一）

高电平调制主要用于AM调制，这种调制是在高频功率放大器中进行的。通常分为：集电极调幅、基极调幅以及集电极基极(或发射极)组合调幅，其中为了保证调制的线性特性：

集电极调幅：如图6-12、6-13所示；基极调幅：如图6-14、6-15所示。42图6-12集电极调幅电路调制信号经低频变压器加在集电极上,且与电源电压串联,此时Ucc=Ec0+uΩ即放大器的有效集电极电压等于两电压之和,它随调制信号变化而变化。集电极调幅就是用调制信号来改变集电极电源电压，使ic的基波振幅线性地随调制信号变化.因此，根据丙类高频功放的调制特性，功放必须工作在过压状态。基极馈电线路自给偏压高频变压器低频变压器谐振回路43图6-13集电极调幅的波形44图6-14基极调幅电路基极调幅就是用调制信号改变丙类功放的基极偏压，当在欠压状态时，集电极电流的基波振幅将线性随遍压即随调制信号而变化。因此，基极调幅时功放应工作在欠压状态。45图6-15基极调幅的波形46集电极调幅电路基极调幅电路以载波为激励信号以载波为激励信号基极偏压受调制信号控制集电极电源电压受调制信号控制工作在欠压区,效率低工作在过压区,效率高调制信号所需的功率小调制信号所需的功率大两种调幅电路的比较47

(2)低电平调制（通过线性频谱搬移电路实现）

1)二极管电路。用单二极管电路和平衡二极管电路作为调制电路，都可以完成AM信号的产生，当UC>>UΩ时，流过二极管的电流iD为48图6-16单二极管调制电路及频谱

大家思考一下：在实际中，该电路能否完成实现DSB调制？为什么？用二极管平衡电路，也可实现AM调制。49

2)利用模拟乘法器产生普通调幅波模拟乘法器是以差分放大器为核心的，根据第五章的分析，由单差分对50若将载波uC加至uA，调制信号uΩ加到uB，则有：式中，m=UΩ/Ee，x=UC／UT。若集电极滤波回路的中心频率为fc，带宽为2F，谐振阻抗为RL，则经滤波后的输出电压：51其差分传输特性及输出电流波形如图6-17所示。图6-17差分对AM调制器的输出波形523)利用集成模拟乘法器进行AM调幅·输出uo图6―19(a)利用模拟乘法器BG314产生AM信号

+15V扩展线形范围调整调制度53图6―19(b)利用MC1596产生AM信号

扩展线性范围调整调制度543.DSB调制电路——只能使用低电平调制

(1)二极管调制电路

单二极管电路只能产生AM信号，不能产生DSB信号。二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生DSB信号。

1)二极管平衡DSB调制电路电路如图6-19所示，根据前面分析可得T2次级电流：55图6-19二极管平衡调制电路56

iL中包含F分量和(2n+1)fc±F(n=0，1，2，…)分量，若输出滤波器的中心频率为fc、宽为2F、谐振阻抗为RL，则输出电压为：

二极管平衡调制器是通过平衡方式，将载波抑制掉，从而获得DSB信号。平衡调制器的波形如图6-20所示。57图6-20二极管平衡调制器波形58图6-21平衡调制器的一种实际线路图6-21为一实用的平衡调制器电路省略了低频变压器和输出变压器，调制信号反相、载波信号同相加到两个二极管上，流过RL的电流仍然是两管电流之差。C2、C3用来平衡结电容，而R2用来平衡二极管导通电阻。592)二极管环形DSB调制电路——双平衡电路

为进一步减少组合分量，可采用双平衡调制器(环形调制器)，如图6-22所示。在第5章已得到双平衡调制器输出电流的表达式，在u1=uΩ，u2=uC的情况下，该式可表示为：经滤波后，有则由上式可知，iL中的组合频率为(2p+1)fc±F，与平衡调幅相比，环形调幅输出电压中没有F的频率分量，而其它分量的振幅加倍。在输出端接一个中心频率为fc

、通带宽度为2F的带通滤波器，则可选出其中fc±F分量，从而就获得双边带调幅信号uDSB

。60图6-22双平衡调制器电路及波形这种平衡调制器不能用来产生AM信号。但调制信号和载波信号可以互换位置。61t0uΩ(t)t0K’(w2t)t0iLt0uDSB（c）输出电流波形（b）开关函数波形（d）经过带通滤波器后信号波形（a）调制信号波形1-1623)桥式DSB调制器图6―24双桥构成的环形调制器

该电路由上下两个桥构成一个环形调制器，uC对两个桥是反相的，uC>0时上桥路导通，uC<0时下桥路导通。调制电压反相加于两桥的另一对角线上。63设两桥路中的所有二极管都一样，导通电阻为rd,则：输出谐振回路的谐振频率为fc，频宽为2F，那么输出电压为：(6-36)(6-37)64

(2)差分对调制器

1）单差分对DSB调制电路

在单差分电路(图5-17)中，将载波电压uC加到线性通道，即uB=uC，调制信号uΩ加到非线性通道，即uA=uΩ，则双端输出电流io(t)为：6566图6-24差分对DSB调制器的波形67值得说明的问题：

A、与AM调制相比，载波电压uC、调制信号uΩ的加入方式与AM调制相反。

B、由于uΩ加入到非线性通道，出现了fcnF分量(n=3,5,7,…)，这些分量是不容易滤除的。只有当uΩ较小时，使

3(x)<<5(x)，才能得到较为理想的DSB信号。

C、由信号分析可知，DSB信号的产生可将两个输入信号相乘即可。单差分调制器虽然可以得到DSB信号，具有相乘器功能，但它并不是一个理想乘法器。68

2）双差分对DSB调制电路

双差分对电路的差动输出电流为：若UΩ、UC均很小，上式可近似为

因此此时可看作一个模拟乘法器，uC，uΩ

可以互换位置，与信号加入方式无关，可以单端和双端输出。69图6―26双差分调制器实际线路

V7,V8恒流源W4调整V5、V6平衡，防止副载频泄露W2调整V1~V4平衡，防止视频泄露70

4、SSB调制电路

SSB信号是将双边带信号滤除一个边带形成的。根据滤除方法的不同，SSB信号产生方法有好几种，主要有滤波法和移相法两种。（1）

滤波法图6―27是采用滤波法产生SSB的基本原理框图。这种方法是通过滤波器，把DSB信号的一个边带滤除。图6―27滤波法基本原理框图。71图6-27理想边带滤波器的衰减特性对无用边带抵制度为40dB电话通信中通常取语音信号频谱300~3400Hz,要求滤波器在600Hz过渡带内衰减变化40dB以上。A、要求具有陡峭的过渡衰减特性；

B、通带内衰减小，衰减变化小。72不能把低频信号直接调制到频率比较高的载波。

因此，对于SSB发射机，通常都是现在比较低的频率上调制，然后在通过若干级混频，然后逐步提高载波频率，最后把调制信号的频谱搬移到需要的载频上。如图6-28(a).这样可降低对滤波器的要求。图6-28(b)是各点的信号频谱。实现滤波器的难易与过度带相对于载频的归一化值有关，过渡带的归一化值越小，分割上下边带的滤波器越难实现。73图6―28(a)采用滤波法的SSB发射机组成框图

74图6-28(b)采用滤波法的SSB发射机组各点的信号频谱75（2）

移相法

1)原理及框图

移相法是利用移相网络，对载波和调制信号进行适当的相移，以便在相加过程中将其中的一个边带抵消而获得SSB信号。76图6-28移相法SSB信号调制器77

2)特点

移相法的优点是省去了边带滤波器，但要把无用边带完全抑制掉，必须满足下列两个条件:A、两个调制器输出的振幅应完全相同

B、移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的π／2相移。

对于连续频谱的语音信号，要使每个分量都保证有π／2的精确相移是很难做到的。因此，移相网络是这种SSB调制的关键所在。为了保证精确相移π／2，可以采用两个π／4的相移网络分别供给两个调制器。如图6-31所示。78图6―31移相法的另一种SSB调制器(a)(b)796－10调制电路如图所示。载波电压控制二极管的通断。试分析其工作原理并画出输出电压波形；说明R的作用(设TΩ=13TC,TC

、TΩ分别为载波及调制信号的周期)。解题6-6

R的作用是与两个二级管构成桥式电路，改变中间抽头的位置可调节桥路平衡,保证在二极管时,变压器下端为地电位.806.2调幅信号的解调一、

调幅解调的方法

振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。由于AM信号的包络与调制信号成线性关系，因此包络检波只适用于AM波。其原理框图如图6-30所示。81图6-30包络检波的原理框图82图6-31同步解调器的框图同步检波是外加一个与原来载波同频同相的高频信号，称为插入载波或副载波，然后利用频谱搬移电路，对DSB和SSB信号进行解调，故称为同步检波。其同步检波原理框图如图6―33所示。83同步检波又可以分为乘积型(图6-32(a))和叠加型(图6-32(b))两类。它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调。图6-32同步检波器841．原理电路及工作原理

提供信号源电路由：输入回路、二极管和RC低通滤波器串连组成1.作为检波器的负载，在其两端产生调制频率电压2.对高频电流起旁路作用图6―33二极管峰值包络检波器(a)原理电路(b)二极管导通(c)二极管截止二、二极管峰值包络检波器一般为导通电压小、rD小的锗管充电时间常数为rdC放电时间常数为RC85RC网络满足载频或中频调制信号频率对高频短路对低频开路在回路中相当于并联了一个很大的电阻，所以整个回路的电阻近似为R理想情况下RC网络的阻抗为：峰值包络检波器一般工作在大信号状态下（电压大于0.5V）所以全称为：二极管串连型大信号峰值包络检波器。861234ui0

tUim0

tuOuc输入、输出信号波形理想输出信号波形Uim(1)当输入为高频等幅波87图6-34加入等幅波时检波器的工作过程从这个过程可以得出下列几点:(1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程。(2)由于RC时常数远大于输入电压载波周期，放电慢，使得二极管负极永远处于正的较高的电位(因为输出电压接近于高频正弦波的峰值，即Uo≈Um)。

(3)二极管电流iD包含平均分量(此种情况为直流分量)Iav及高频分量。平均分量Iav流经电阻R形成平均电压Uav（载波输入时，Uav＝UDC），它是检波器有用的输出电压，高频电流主要被旁路电容旁路，其上残留很小的高频电压Δu

。88图6-35检波器稳态时的电流电压波形二极管负极永远处于正的较高的电位，因此，达到平衡后，二极管只在输入信号的峰值附近才导通，通角很小。89（2）当输入信号为AM信号时电容充放电波形如下图：

VD都是在峰值附近导通，输出电压波形为包络的形状。

Uav含有直流分量和低频调制分量。

在输出信号端加上隔直电容就能将直流信号去除，只剩调制信号。90二极管两端的电压为：即在uAM上叠加一个－Uo(t)图6―37输入为AM信号时,检波器二极管的电压及电流波形91图6-38包络检波器的输出电路（3）检波输出电路

A、若只输出调制频率电压，可采用6-38(a)图所示电路；

B、若只需要与载波电压成正比的直流电压，可采用6-38(b)图所示电路。92

6－17检波电路如图所示，uS为已调AM波(大信号)。根据图示极性，画出RC两端、Cg两端、Rg两端、二极管两端的电压波形。题-13图解6-13各点波形如右图93

2．性能指标分析检波器的主要性能指标有非线性失真、输入阻抗、传输系数等。

1)传输系数Kd

(1)定义：检波器传输系数Kd或称为检波系数、检波效率，是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um，输出直流电压为Uo，则Kd定义为：对于AM信号：低频输出电压振幅输入已调波包络振幅显然,检波器的电压传输系数越大,则在同样输入信号的情况下,输出信号就越大,即检波效率高。一般二极管检波器Kd总小于1，Kd越接近于1越好。

94

(2)计算：由于输入大信号，检波器工作在大信号状态，二极管的伏安特性可用折线近似。在考虑输入为等幅波，采用理想的高频滤波，并以通过原点的折线表示二极管特性(忽略二极管的导通电压VP)，则由图6-35有:由此可见，检波系数Kd是检波器电流iD的通角θ的函数，求出θ后，就可得Kd。95

如何求导通角θ

：Uo=I0R，等式两边各除以cosθ，可得

当gDR很大时，如gDR≥50时，tanθ≈θ+θ3/3，有96由以上分析可以看出：●当电路一定时，导通角θ是一定的。原因是负载电阻R的反作用，使电路能自动调节，使θ不随输入信号而改变。●检波效率也与信号大小无关。所以检波器的输入输出是线性关系——线性检波，当输入AM信号时，输出电压为：●二极管导通电阻越小，gD越大，θ就越小，检波效率就越高。这意味着二极管本身能量损耗越小。●滤波器时间常数RC越大，纹波就越小，检波效率也就越高。图6-39和图6-40说明了二极管导通电阻和滤波电路对检波效率的影响。97图6-39Kd～gDR关系曲线图图6-40滤波电路对Kd的影响当gDR>50时，Kd变化不大实际传输特性与电容C的容量有关98

2)输入电阻Ri

检波器的输入电阻Ri是指从检波器输入端看进去的等效电阻,用来说明检波器对前级电路的影响程度。

图6-41检波器的输入阻抗前级放大器谐振电路99输入电容包括二极管结电容Cj和引线对地分布Cf电容，Ci=Cj+Cf。输入电阻为输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值,即：θ很小时100利用能量守恒，检波器输入为高频等幅波

可得：检波器输入功率为

输出功率为（直流功率）

输入功率一部分转换为输出功率，一部分消耗在二极管的正向电阻上，此消耗功率很小，可忽略。101

3．检波器的失真

(1)惰性失真

1)产生惰性失真的原因：RC越大，在二极管截止期间放电速度就越慢，则电压传输系数和高频滤波能力就越高。但RC取值过大，将会出现二极管截止期间电容C对R放电速度太慢，这样检波器的输出电压就不能跟随包络线性变化，于是产生了惰性失真。图6-42惰性失真的波形

原因：是由于RC取值过大引起的。102t1t2图8.11惰性失真波形uOui

t0Um检波器输出电压按RC放电规律变化,不随包络形状而变化.103

2)避免惰性失真的措施为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期内，使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度，即：如果输入信号为单音调制的AM波，在t1时刻其包络的变化速度为104因为电容通过R放电时,电容电流与电阻电流相同,即:ic=iR=二极管停止导通的瞬间，电容两端电压uC近似为输入电压包络值，即uC=Um(1+mcosΩt)。从t1时刻开始通过R放电的速度为105实际上，不同的t1，U(t)和Uc的下降速度不同，为避免产生惰性失真，必须保证A值最大时，仍有Amax≤1。故令dA／dt1=0，得代入得出不失真条件如下:或m、Ω越大，包络下降速度就越快，保证不产生惰性失真时对RC的要求就越小。但实际中调幅波并不是单音调制，因此必须应用最大的调幅度和最高调制信号频率来检验有无惰性失真。106(2)底部切削失真

底部切削失真及产生原因

底部切削失真又称为负峰切削失真。产生这种失真后,输出电压的波形如图6―46(c)所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。

图6―46底部切削失真

直流负载=R交流负载=R//Rg=R’L<R107检波器的输出端经隔直电容Cg接到下一级的输入电阻Rg，要求Cg的容量大，才能传送低频信号。在音频一周内,其两端的直流电压基本不变,其大小约为载波振幅值UC,可以把它看作一直流电源。它在电阻R和Rg上产生分压。此电压极性为上正下负，相当于给二极管加了一个额外的反向偏压。当R>>Rg时，UR就很大，这就可能使输入调幅波包络在负半周最小值附近的某些时刻小于UR，则二极管在这段时间就会截止，电容C只放电不充电108在t1~t2期间产生了失真，由于这种失真出现在输出低频信号的负半周，其底部被切割，故称为负峰切割失真。t1t2负峰切割失真波形

0tUm0tURuiuo(t)波形：109

2)避免和减少底部切削失真的措施调幅波的最小幅度为UC(1-m)，由图6-43可以看出，要避免底部切削失真，应满足由上式可得要：避免底部切削失真，检波器的交流负载与直流负载之比应大于调幅波的调幅度。(一定要设法增大交流阻抗和直流阻抗的比值)。g110图6-44减小底部切削失真的电路

减少底部切削失真的措施：

A、将R分为两部分，如图6-44（a)所示；

B、在检波器与低放间插入高输入阻抗的射随器如图6-44（b)所示。111交流负载比原电路增大。通常以免分压过大使输出到后级的信号减小过多。112

4．设计中应该考虑的问题

检波器自动增益控制AGC音量调节图6―45检波器的实际电路中放末级回路设计二极管包络检波器的关键在于：正确选用晶体二极管，合理选取等数值，保证检波器提供尽可能大的输入电阻，同时满足不失真的要求。只有直流电压，其大小与输入载波振幅在正比113(1)二极管的选择检波管要选用正向电阻小、反向电阻大、结电容小、最高工作频率高的二极管。一般采用点触型锗二极管2AP系列。如选择点接触型二极管2AP9（约100Ω、1pF）等（2）电阻R1、R2选择为了不损失效率，R1/R2一般选择在0.1~0.2，而R1+R2几千Ω，它不能太大，否则容易产生底边切割失真或惰性失真。此处选R1=680Ω，R2=4.7kΩ.（3）电容的选择

C太大容易产生惰性失真，太小又会使纹波加大，效率降低。因此应使RC>>TC。此处选C1=C2=5100pFCg一般选的很大，此处为10微法。114例4：在图例4-4所示的检波电路中，已知C=0.01μF,RL=4.7kΩ,输入载波频率fC=465kHz,载波振幅Um=0.6V,调制信号频率F=5kHz,调制系数m=50%,二极管的等效内阻RD=100Ω。若忽视二极管的门限电压，试求：

(1)导通角；

(2)检波效率Kd；

(3)检波输出电压UO；

(4)检波电路的输入电阻Ri；

(5)不产生惰性失真的最大调幅系数Mmax。115解：(1)

(2)

Kd=cosθ

=0.83

(3)

（4）

Ri≈RL/2=4.7/2=2.35kΩ116

（5）

不产生惰性失真的条件为：

可解得：

117

5.二极管并联检波器

除上面讨论的串联检波器外，峰值包络检波器还有并联检波器、推挽检波器、倍压检波器、视频检波器等。这里讨论并联检波器。

(1)电路结构与工作原理

并联检波器：其信号源（输入）、检波二极管、负载电阻三者是并联的。如图6-46(a)118图6-46并联检波器及波形(a)原理电路(b)波形(c)实际电路高频滤波电路隔直电容电容起检波作用，但不能起到高频滤波作用输出电压不仅包含平均分量，还含有高频分量119

工作原理分析：定性分析

输入阻抗：根据能量守恒原理，实际加到并联型检波器中的高频功率，一部分消耗在R上，一部分转换为输出平均功率，即：当Uav≈UC时(UC为载波振幅)有

电压传输系数：其电压传输系数与串联型完全相同。120

6．小信号检波器

(1)概念：小信号检波是指输入信号振幅在几毫伏至几十毫伏范围内的检波。这时，二极管的伏安特性可用二次幂级数近似，即

(2)主要参数

当输入为高频载波时：一般小信号检波时Kd很小，可以忽略平均电压负反馈效应——即输出对输入的影响，认为：将它代入上式，可求得iD的平均分量和高频基波分量振幅为：121若用ΔIav=Iav-a0表示在输入电压作用下产生的平均电流增量，则：相应的Kd和Ri为：因为a0为输入uD＝0时的电流（静态电流）R122

若输入信号为单音调制的AM波，因Ω<<ωc，可用包络函数U(t)代替以上各式中的Um由上式可以看出，小信号检波器输出的平均电压与输入信号电压振幅的平方成正比，故有时也将小信号检波器称为平方律检波器。利用小信号检波器的上述特性，常在测量仪表及微波检测中用作信号功率指示。123图6-47小信号检波124三、

同步检波

1．乘积型

设输入信号为DSB信号，即us=UscosΩtcosωct，本地恢复载波ur=Urcos(ωrt+φ)，这两个信号相乘经低通滤波器的输出，且考虑ωr-ωc=Δωc在低通滤波器频带内，有125由上式可以看出：

(1)当恢复载波与发射载波同频同相时，即ωr=ωc，φ=0，则

uo=UocosΩt因此，此时可以无失真地将调制信号恢复出来。

(2)若恢复载波与发射载频有一定的频差，即ωr=ωc+Δωc

uo=UocosΔωctcosΩt

所以，此时将会引起振幅失真。126

(3)若恢复载波与发射载频有一定的相差，则

uo=UocosφcosΩt若相差为恒定的，相当于对振幅进行了衰减；若相差是随时间变化的，则也将引起振幅失真。

127

2.叠加型

叠加型同步检波是将DSB或SSB信号插入恢复载波，使之成为或近似为AM信号，再利用包络检波器将调制信号恢复出来。对DSB信号而言，只要加入的恢复载波电压在数值上满足一定的关系，就可得到一个不失真的AM波。图6-49就是一叠加型同步检波器原理电路。下面以对SSB进行叠加型同步检波为例进行分析

（1）基本原理

设单频调制的单边带信号(上边带)为：

us=Uscos(ωc+Ω)t=UscosΩtcosωct-UssinΩtsinωct128图6-49叠加型同步检波器原理电路129恢复载波为

ur=Urcosωrt=Urcosωct有：us+ur=(UscosΩt+Ur)cosωct-UssinΩtsinωct

=Um(t)cos［ωct+φ(t)］式中

由上式可知，利用叠加型同步检波器对SSB检波，会出现相差，但由于后面采用的包络检波器对相位不敏感，他只关心包络的变化。130式中，m=Us/Ur。当m<<1，即Ur>>Us时，上式可近似为：显然，经隔直后即得原调制信号。SSB叠加载波信号后，即得一普通调幅AM信号。经包络检波后可得原调制信号，即：Ur131（2）平衡同步检波电路采用图6-50所示的平衡同步检波电路，可以减小解调器输出电压的非线性失真。它由两个检波器构成平衡电路，上检波器输出下检波器的输出

uo2=KdUr(1-mcosΩt)

则总的输出

uo=uo1-uo2=2KdUrmcosΩt

总之，实现同步检波的关键是在接收端恢复发送端的载波信号同频同相的恢复载波。132图6-50平衡同步检波电路

uo2=KdUr(1-mcosΩt)1333、同步信号的获得获得的电路（称之为载波恢复或载波提取电路）也各不相同（1）若是解调AM波，同步信号可直接从信号中提取，可用一个限幅器，去除包络的变化，把信号变换成一个等幅载波信号，这就是所需同频同相的恢复载波。134（2）若是解调双边带信号，由于双边带信号不含固定的载波分量，不能用限幅滤波法得到同步信号经平方器后的输出为经过带通滤波器取出经过二分频可得到同步信号135

（3）解调单边带信号，可在发射端发射单边带信号的同时发射一个载波信号，称为导频信号，它的功率远低于SSB信号的功率。在接收端采用高选择性的窄带滤波器从输入信号中取出该导频信号，经过放大后即可作为同步信号。或采用高稳定度的晶体振荡器产生指定频率的同步信号，但这种方法产生的同步信号不可能与原载频同步，只能将这种不同步量限制在允许的范围内。136

1.在图二所示二极管检波电路中，若输入为一单音调幅波，元件参数选取合理，检波器输出为一不失真的音频电压，RL增大10倍，则可能产生：

A）惰性失真

B）频率失真

C）包络失真

D）负峰切割失真

2.在二极管峰值包络检波器中，产生负峰切割失真的原因是(多选)：

A）输入调幅信号的调幅指数太大；

B）二极管选择不当；

C）交流负载和直流负载的差别过大；D）RLC时间常数太大。

1373.二极管大信号包络检波器输入调幅波的载波角频率为ω＝106rad/s,负载电容为0.02μF，在下列情况下，哪一种不产生惰性失真：

A）Ω＝5000rad/s,RL=10kΩ,ma=80％；

B）Ω＝3000rad/s,RL=10kΩ,ma=80％；

C）Ω＝5000rad/s,RL=500kΩ,ma=80％；

4.包络检波器是用来解调(

)信号；

A)AM波

B)DSB波

C)SSB波

同步检波可解调(

)信号

A)AM波

B)DSB波

C)SSB波

1386.3混频一、

混频的概述

1．混频器的功能

(1)混频的概念

混频器是频谱线性搬移电路，是使信号的频率从一处线性搬移至另一处的电路。它是一个六端网络。它有两个输入电压，输入信号us和本地振荡信号uL，其工作频率分别为fc和fL；输出信号为uI，称为中频信号，其频率是fc和fL的差频或和频，称为中频fI，fI=fL±fc(同时也可采用谐波的差频或和频)。139图6-51混频器的功能示意图经过混频器，信号的包络并没有发生变化，只是频率变成了中频。因此，混频过程也是一个线性频谱搬移140(2)混频的几种形式用fI、fC、fL称分别表示中频、输入信号频率（高频）和本机振荡频率，则

若取和频：则fI=fL＋fc

若取差频：则，fI=fL－fc

或，fI=fC－fL

常用的中频有：465KHz(455KHz)—调幅收音机，

10.7MHz—调频收音机，70MHz或140MHz—微波接收机、卫星接收机等

实际的混频器分为两大类：

A、混频：由单独的振荡器提供本振信号，而混频器为六端（三口）网络

B、变频：本机振荡与混频由同一非线性电路完成，此时表现为四端（双口）网络。在实际应用时，通常将两词混用，不加以区分141(2)混频与调幅、幅度解调的区别

混频也是一种频率变换电路，在频率域中起加法器或减法器作用，它与调幅、幅度解调均属频谱的线性搬移，但由于搬移的位置不同，其功能也就不同；如图6-52所示。这三种电路都是六端网络，两个输入、一个输出，可用同样形式的电路完成不同的搬移功能。另外，由于它们的输入输出信号不同，因而其输入输出回路也就不同。142图6-52三种频谱线性搬移功能

(a)调制(b)解调(c)混频1432．混频器的工作原理

(1)时域分析：设输入到混频器中的输入已调信号us和本振电压uL分别为

us=UscosΩtcosωct

uL=ULcosωLt这两个信号的乘积为则中频电压为：144图6-53混频器的组成框图因此，混频电路可用乘法器或非线性电路完成，框图如图6-53所示。145(2)频域分析：由信号分析知识可知，时域信号相乘，对应其频域信号的卷积。本振为单一频率信号，其频谱为

FL(ω)=π［δ(ω-ωL)+δ(ω+ωL)］

输入信号为己调波，其频谱为Fs(ω)，则不管输入信号是AM、DSB还是SSB信号，经过相乘后，只是频谱位置改变，而频谱结构并没有变化，可用带通滤波器取出所需要的中频信号。图6-54给出了输入信号、本振信号和输出信号的频谱关系。146图6-54混频过程中的频谱变换(a)本振频谱(b)信号频谱(c)输出频谱1473．混频器的主要性能指标

1)变频增益

变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅UI与高频输入信号电压振幅Us之比，即同样可定义：变频功率增益为输出中频信号功率PI与输入高频信号功率Ps之比，即148

2)噪声系数

混频器的噪声系数NF定义为:

通常用分贝数表示变频增益，有输入信噪比(信号频率)输出信噪比(中频频率)149

3)失真与干扰

变频器的失真有频率失真和非线性失真。除此之外，还会产生各种非线性干扰，如组合频率、交叉调制和互相调制、阻塞和倒易混频等干扰。所以，对混频器不仅要求频率特性好，而且还要求变频器工作在非线性不太严重的区域，使之既能完成频率变换，又能抑制各种干扰。150

4)变频压缩(抑制)

在混频器中,输出与输入信号幅度应成线性关系。实际上,由于非线性器件的限制,当输入信号增加到一定程度时,中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系,如图6―61所示。

把中频输出电平与理想输出相差3dB(1dB)时对应的输入电平称为3dB(1dB)压缩电平。该电平越高，线性范围越大，性能越好。

图6-55混频器输入、输出电平的关系曲线

理想曲线实际曲线151

5)选择性

混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号(反映为中频，即fI=fL-fc)，而不应该有其它不需要的干扰信号。但在混频器的输出中，由于各种原因，总会混杂很多与中频频率接近的干扰信号。为了抑制不需要的干扰，要求中频输出回路有良好的选择性，亦即回路应有较理想的谐振曲线（矩形系数接近于1）。152二、混频电路

1．晶体三极管混频器（自学）

图6―65(a)中波AM收音机的变频电路本振、调谐联调选择中频465kHz本振回路153图6―65(b)FM收音机变频电路L2、C6、C7、C8、C2、C5组成本机振荡C9、T1初级选择中频10.7MHzL1、C3中频陷波波，防止中频干扰154

2．二极管混频电路

在高质量通信设备中以及工作频率较高时，常使用二极管平衡混频器或环形混频器。其优点是噪声低、电路简单、组合分量少。

(1)二极管平衡混频器图6-61是二极管平衡混频器的原理电路。155图6-61二极管平衡混频器原理电路156当输入信号us为已调信号；本振电压为uL，有UL>>Us，大信号工作，由第5章可得输出电流io为：输出端接中频滤波器，则输出中频电压uI为：157(2)二极管环形混频器图6-62为二极管环形混频器，其输出电流io为：经中频滤波后，得输出中频电压

二极管环形混频器输出是平衡混频器输出的两倍，且减少了电流频谱中的组合分量。158图6-62环型混频器的原理电路1593．其它混频电路（自学）

160例：如图所示的电路，已知V,V。二极管的导通电阻，不考虑负载的反作用。(1)求的表达式。

(2)若要完成混频功能，U1、U2应输入什么信号，应选择什么类型的滤波器？(3)要完成调幅信号的解调功能，U1、U2应输入什么信号，应选择什么类型的滤波器？

161

6.4混频器的干扰

尽管混频器的使用使超外差接收机的性能得到改善，但同时混频器又会给接收机带来一些干扰。一、概述

1、干扰信号的形成方式有：

A、直接从接收天线进入（特别是混频前没有高放时）；

B、由高放非线性产生；

C、由混频器本身产生；

D、由本振的谐波产生。162

我们把除有用信号以外的所有信号统称为干扰。2、在实际中判断能否形成干扰主要看以下两个条件：

A、是否满足一定的频率关系；

B、满足一定频率关系的分量的幅度是否较大。3、混频器干扰的种类：

A、信号与本振的自身组合干扰；

B、外来干扰与本振的组合干扰（副波道干扰、寄生通道干扰）；

C、外来干扰信号互相作用形成互调干扰；

D、外来干扰与信号形成的交叉调制干扰（交调干扰）；

E、阻塞、倒易混频干扰。163二、信号与本振的自身组合干扰（组合频率干扰或干扰哨声）

1、产生的原因：

输入到混频器的有用信号与本振信号，由于非线性作用，除了产生有用的中频外，还产生许多无用的组合频率分量，如果它们中的有些频率分量正好接近中频（或落在中频通带内），则这些成分将和有用中频同时经过中放加到检波器上。通过检波器的非线性特性，这些接近中频的组合频率与有用中频差拍检波，产生差拍信号（可听音频），形成干扰哨声。1642.形成的条件：当取fL-fc=fI时,上式变为：当取fC-fL=fI时,则为：

fc／fI称为变频比。可见，不同的变频比时，存在的干扰点也不同，但严重的干扰还是那些p和q都比较小的低阶干扰，因为p、q越大其对应分量的幅度也小。

表6―1是fc／fI

与p、q的关系表。当fc

、FI确定后，总会找到对应的整数p、q值，也就是有确定的干扰点165编号1234567891011121314151617181920p01121231234123412312q12334445555666677788fc/fI12132/33/241/21252/53/44/35/21/33/512/71/2表6―1fc／fI与p、q的关系表

例如：调幅广播收音机的中频是465kHz，某电台发射频率为fc=931kHz，接收机本振频率为fL=931+465=1396kHz。则干扰为：3阶和8阶干扰。这时2fC-fL=1862-1396=466,会产生1kHz的干扰捎声。

可以看出：干扰哨声是有用信号本身与本振混频后的组合频率接近中频产生的，因此与外来干扰无关，不能靠提高前断电路的选择性加以抑制。1663、减少干扰的措施

（1）正确选择中频数值，减少干扰点，排除低阶干扰。例如一个短波收音机，波段范围为2~30MHz。选fI=1.5MHz时,变频比为1.33~20,则干扰点为