《电力电子技术》课件第4章

第4章直流电压变换电路4.1全控型电力电子器件4.2普通晶闸管构成的直流电压变换电路4.3单象限直流电压变换电路4.4二象限直流电压变换电路

4.1全控型电力电子器件

4.1.1门极可关断晶闸管

1.GTO的基本情况

GTO具有普通晶闸管的全部特性，如耐压高(工作电压可高达6000V)，电流大(电流可达6000A)，造价便宜等。当在GTO的门极加正脉冲信号(阳极高电位，门极低电位)时，触发导通；加门极负脉冲信号(阳极低电位，门极高电位)时，GTO触发关断。在它的内部有电子和空穴两种载流子参与导电，所以它属于全控型双极型器件。GTO的实物图和图形符号如图4-1所示，它有阳极A、阴极K和门极G三个电极。图4-1

GTO的实物图和图形符号(a)实物图；(b)图形符号

2.GTO的缓冲电路

在GTO的实际应用中，在它的阴极和阳极间一般都要连接缓冲电路，其主要目的是：

(1)可以减轻GTO在开关过程中的功耗。

(2)抑制静态电压上升率。图4-2

GTR阻容缓冲电路

3.GTO门极驱动电路

用门极正脉冲可使GTO开通，门极负脉冲可以使其关断，这是GTO最大的优点。但使GTO关断的门极反向电流比较大，约为阳极电流的1/5。尽管采用高幅值的窄脉冲可以

减少关断GTO所需的能量，但还是要采用专用的触发驱动

电路。图4-3门极驱动电路(a)小容量GTO驱动电路；(b)桥式驱动电路；(c)大容量GTO驱动电路4.1.2大功率晶体管

大功率晶体管，又可称为电力晶体管(GiantTransistor，

GTR)，通常指耗散功率(或输出功率)1W以上的晶体管。它的电气符号与普通晶体管相同。图4-4所示为某厂家生产的1300系列的GTR的外观。图4-4

GTR的外观

GTR的应用已发展到晶闸管领域，与一般晶闸管比较，GTR有以下应用特点：

(1)具有自关断能力。GTR因为有自关断能力，所以在逆变回路中不需要复杂的换流设备，与使用晶闸管相比，不但使其主回路简化，重量减轻，尺寸缩小，更重要的是不会出现换流失败的现象，提高了工作的可靠性。

(2)能在较高频率下工作。GTR的工作频率比晶闸管高一至二个数量级，不但可获得晶闸管系统无法获得的优越性能，而且因频率提高还可降低各磁性元件和电容器件的规格参数及体积和重量。

1.GTR的基极驱动电路

1)简单的双电源驱动电路

简单的双电源驱动电路如图4-5所示，驱动电路与GTR(V6)直接耦合，控制电路用光耦合实现电隔离，正、负电源(＋UC2和－UC3)供电。当输入端S为低电位时，V1～V3导通，V4、V5截止，B点电压为负，给GTR基极提供反向基极电流，此时GTR(V6)关断。当S端为高电位时，V1～V3截止，V4、V5导通，V6流过正向基极电流，此时GTR开通。图4-5简单的双电源驱动电路

2)集成基极驱动电路

THOMSON公司生产的UAA4002大规模集成基极驱动电路，可对GTR实现较理想的基极电流优化驱动和自身保护。它采用标准的双列DIP16封装，对GTR基极正向驱动能力为0.5A，反向驱动能力为－3A，也可以通过外接晶体管扩大驱动能力，不需要隔离环节。UAA4002可对被驱动的GTR

实现过流保护、退饱和保护，最小导通的时间限制(ton(min)＝

1μs～12μs)，最大导通的时间限制，正、反向驱动电源电压监控以及自身过热保护。图4-6

UAA4002内部功能框图图4-7所示是UAA4002作驱动的开关电路实例，其容量为8A/400V，采用电平控制方式，最小导通时间为2.8μs。由于UAA4002的驱动容易扩展，可通过外接晶体管驱动各种型

号和容量的GTR，也可以驱动功率MOSFET管。图4-7由UAA4002驱动的开关电路

2.GTR的保护电路

1)GTR的过电压保护及di/dt、du/dt的限制

在电感性负载的开关装置中，GTR在开通和关断过程中的某一时刻，可能会出现集电极电压和电流同时达到最大值的情况，这时GTR的瞬时开关损耗最大，若其工作点超出器件的安全工作区，则极易产生二次击穿而使GTR损坏。缓冲使GTR避免了同时承受高电压、高电流。另一方面，缓冲电路也可以使GTR的集电极电压变化率(du/dt)和集电极电流变化率(di/dt)得到有效抑制，防止高压击穿损坏GTR。图4-8缓冲电路

2)GTR的过电流保护

缓冲电路很好地解决了GTR的di/dt、du/dt的限制及过电压保护等问题。下面讨论过电流保护问题。图4-9识别保护电路图4-10

GTR桥臂互锁保护示意图图4-11

UBE识别电路4.1.3绝缘栅双极型晶体管

绝缘栅双极型晶体管(InsulatedGateBipolarTransistor，IGBT)既具有输入阻抗高、速度快，热稳定性好和驱动电路简单的特点，又具有通态电压低、耐压高和承受电流大等优点，因此发展迅速，备受青睐。由于它的等效结构具有晶体管模式，所以称为绝缘栅双极型晶体管。IGBT于1982年开始研制，1986年投产，是发展最快、使用最广泛的一种混合型器件。图4-12

IGBT的电气符号

1.IGBT的栅极驱动电路

1)采用脉冲变压器隔离的栅极驱动电路

图4-13所示是采用脉冲变压器隔离的栅极驱动电路，其工作原理是：控制脉冲ui经晶体管V放大后送到脉冲变压器，由脉冲变压器耦合，并经VDW1、VDW2稳压限幅后驱动IGBT。脉冲变压器的初级并接了续流二极管VD1，以防止

V中可能出现的过电压。R1的作用是限制栅极驱动电流的大小，在R1两端并接加速二极管，以提高开通速度。图4-13采用变压器隔离的栅极驱动电路

2)推挽输出栅极驱动电路

图4-14所示是一种采用光耦合隔离的由V1、V2组成的推挽输出栅极驱动电路。当控制脉冲使光耦合关断时，光耦合输出低电平，使V1截止，V2导通，IGBT在VDW1的反偏作

用下而关断；当控制脉冲使光耦合导通时，光耦合输出高电平，V1导通，V2截止，经UCC、V1、RG产生的正向电压使IGBT开通。图4-14推挽输出的栅极驱动电路

3)专用集成驱动电路

EXB系列IGBT专用集成驱动模块是由日本富士公司出品的。该系列产品因性能好、可靠性高、体积小等特点，得到了广泛应用。EXB850、EXB851是标准型，EXB840、EXB841是高速型，它们的内部框图如图4-15所示。EXB系列驱动器各管脚功能参见表4-1，表4-2所列为其额定参数。图4-15

EXB8××驱动模块框图图4-16所示是集成驱动器的应用电路，它能驱动150A/600V、75A/1200V、400A/600V和300A/1200V的

IGBT模块。EXB850和EXB851的驱动延迟不大于4μs，

因此适用于频率高达10kHz的开关操作；EXB840和EXB841的驱动信号延迟不大于1μs，适用于频率高达40kHz的开关操作。图4-16集成驱动器的应用电路

2.IGBT的保护

1)过电流保护

IGBT应用于电力电子系统中，对于正常过载(如电机启动、滤波电容的合闸冲击以及负载的突变等)系统能自动调节和控制，不至于损坏IGBT。对于非常的短路故障要实行过流保护。通常的作法是：

(1)切断栅极驱动信号。只要检测出过流信号，就在2μs内迅速撤除栅极信号。

(2)当检测到过流故障信号时，立即将栅极电压降到某一电平，同时启动定时器，在定时器到达设置值之前，若故障消失，则栅极电压恢复正常工作值；若定时器到达设定值时故障仍未消除，则使栅极电压降低到零。这种保护方案要求保护电路在1μs～2μs内响应。

2)过电压保护

利用缓冲电路能对IGBT实行过电压抑制并限制过量的电压变化率(du/dt)。但由于IGBT的安全工作区宽，因此，改变栅极串联电阻的大小，可减弱IGBT对缓冲电路的要求。然而，由于IGBT控制峰值电流的能力强，因此在有些应用中可不用缓冲电路。

3)过热保护

利用温度传感器检测IGBT的壳温，当超过允许温度时，主电路跳闸以实现过热保护。

3.IGBT功率模块

一个IGBT基本单元是由IGBT芯片和快速二极管集成而成的，封装于同管壳内，组成单管模块。图4-17(a)所示是单管模块的内部结构。图4-17

IGBT功率模块(a)单管模块内部结构；(b)双管模块内部结构；(c)六管模块内部结构近年来，各种功能完善的IGBT智能功率模块(简称IPM)层出不穷，它把驱动电路、保护电路和功率开关封装在一起组成模块，具有结构紧凑，安装方便，性能可靠等优点。图4-18所示是一种IGBT智能功率模块的内部框图，从图中可知，其保护电路直接控制驱动电路，一旦出现故障，就能迅速关断IGBT，达到保护功率模块的目的。图4-18智能模块内部框图4.2普通晶闸管构成的直流电压变换电路

4.2.1直流电压变换电路的基本原理及分类

1.直流电压变换电路的基本工作原理

图4-19(a)所示是直流电压变换电路的原理图，图中开关

S可以是各种全控型电力电子器件，UD是恒定直流电压电源，R为负载。图4-19直流电压变换电路原理图及输出波形图(a)原理图；(b)输出电压在ton期间，开关S接通，则直流电源电压UD与负载接通，变换电路输出电压u＝UD；在toff期间，开关S断开，

变换电路输出电压u＝0。这样直流变换电路输出电压的平均值为

(4-1)由式(4-1)可见，变换电路的输出电压平均值UAV受电路工作率D(又称为占空比)的控制，通过改变D的值即可改变电路的输出电压平均值。欲改变电路的占空比，可以采用三种方法：

(1)脉冲宽度调制(PWM)，也称定频调宽式。保持电路频率f＝1/T不变，即工作周期T恒定，只改变开关电器S的导

通时间ton。

(2)频率调制(PFM)，也称定宽调频式。保持开关电器

S的导通时间ton不变，改变电路周期T(即改变电路的频率)。

(3)混合调制。脉冲宽度(即ton)与脉冲周期T同时改变，采取这种调制方法，输出直流平均电压UAV的可调范围较宽，但控制电路较复杂。

2.直流电压变换电路的分类

直流电压变换电路按照上述的稳压控制方式可分为脉冲宽度调制(PWM)直流变换电路和脉冲频率调制(PFM)直流变换电路；按变换电路的功能分类，有降压变换电路(Buck)、升压变换电路(Boost)、升降压变换电路(Buck-Boost)、库克变换电路(Cuk)和全桥直流变换电路；按直流电源和负载交换能量的形式又可分为单象限直流电压变换电路和二象限直流电压变换电路。4.2.2直流电压变换电路

1.电路的工作原理

图4-20(a)所示是由普通晶闸管构成的直流电压变换电路。该电路由一个晶闸管V作为变换电路的开关器件，电容C、电感L组成振荡电路，实现晶闸管的换流和自行关断。图中VD为续流二极管，负载为带足够大平波电抗器LG的直流电动机。图4-20由晶闸管构成的直流电压变换电路(a)电路；(b)输出电流和电压

2.晶闸管的换流原理

由于晶闸管是在直流电源下工作的，电源无自然换相点，且本身无关断能力，因此晶闸管的关断是实现该电路工作原理的关键。图4-21晶闸管关断工作原理(a)电容正向充电结束；(b)电容正向放电及反向充电；(c)电容反向充电结束；(d)电容反向放电及正向充电

4.3单象限直流电压变换电路

4.3.1降压直流电压变换电路

直流降压变换电路是一种输出电压的平均值低于输入直流电压的变换电路，又叫Buck型变换电路。它主要用于直流稳压电源和直流电机的调速。图4-22降压直流变换电路及其波形图(a)电路；(b)开关导通；(c)开关断开；(d)波形当再次接通开关S时，由于电感上的电流iL不能突变，在刚接通S时，iL不变化，因此电容电流、负载电流均不发生变化，三者的关系仍然为：iC＝iL－io，且iL＜io，电容继续通过负载放电。因为电感电流iL逐渐增大，所以iC的绝对值减小，直到iL≥io后，电源又重新对电容进行充电，重复以上过程。在ton期间，开关S导通，根据等效电路4-22(b)可得电感上的电压为在这期间由于电感L和电容C无损耗，因此iL从I1(最小值)线性增长至I2(最大值)，则电感上电压的平均值由上式可写为

(4-2)在toff期间，S关断，VD导通续流，电感上的电压平均值与输出电压平均值相同。依据假设条件，电感中的电流iL从

I2线性下降至I1，则有

(4-3)同时考虑式(4-2)和式(4-3)可得

(4-4)若忽略所有元器件的损耗，则在图4-19(a)所示的电路中，输入功率等于输出功率，即

PD=Po

也即

(4-5)因此输出电流Io与输入电流ID的关系为

(4-6)

电感L中的电流iL是否连续，取决于开关频率、滤波电感L和电容C的数值大小。下面讨论电感L中的电流iL连续时的情况。根据式(4-2)、式(4-3)可求出开关周期为

(4-7)

由上式可得电感上电流的变化量为

(4-8)在一个周期T内，由图4-22(b)可知，电感L的电流iL、电容C的电流iC以及负载R的电流io三者间瞬时值的关系为：

iL＝iC＋io，由于电容电流在一个周期T内，T/2时间为正值，T/2时间为负值，且正、负半周期电流值相同，所以其平均

电流为零，如图4-22(d)所示。因此电感电流的平均值与负载电流的平均值相等，即

(4-9)

将式(4-8)、式(4-9)同时代入关系式ΔIL=I2－I1可得

(4-10)当电感上的电流处于临界连续状态时，应有电感电流的最小值为零，即I1=0，将此式代入上式可求出维持电流临界连续的电感值为

(4-11)

在Buck电路中，如果滤波电容C的容量足够大，则输出电压Uo为常数。然而在电容为有限值的情况下，直流输出电压中将会有交流纹波成分。由图4-22(d)中电容电流iC的波形可知，在一个周期内电流的平均值为零，那么在T/2时间内，电容充电或放电的电荷量可用波形图中阴影面积求解，即

(4-12)

由此输出电压的变化量为并将式(4-12)代入，得

再将式(4-8)代入，可得

(4-13)因此电流连续时的输出电压纹波为

(4-14)4.3.2升压直流电压变换电路

输出电压的平均值高于输入电压的变换电路称为升压变换电路，又叫Boost电路。它可用于直流稳压电源和直流电机的再生制动。

升压直流变换电路的基本形式如图4-23(a)所示。图中，

S为全控型电力器件组成的开关，VD是快速恢复二极管。在理想条件下，当电感L中的电流iL连续时，电路的工作波形如

图4-23(d)所示。图4-23升压直流变换电路及其波形图(a)电路；(b)开关导通；(c)开关断开；(d)波形当开关S在驱动信号的作用下导通时，电路处于ton工作期间，二极管承受反偏电压而截止。一方面，电能从直流电源输入并存储到电感L中，使电感电流iL从I1(最小值)线性增加至I2(最大值)；另一方面，负载R由电容C提供能量，即在此期间，将C中存储的能量传送给负载R，使电容C上的电压uC线性减小，从而放电电流iC、负载电流io线性减小，两者的绝对值相等。因为电容放电电流的方向如图4-20(b)所示，与图4-20(a)中所示的参考方向相反，所以为负值。很明显，L中的感应电动势的平均值与UD相等，即

(4-15)

或

(4-16)由于电容两端的电压不能突变，在S关断瞬间保持电压不变，而电流iC因电感L对其充电，方向与图4-20(a)所示的方向相同，因此在S关断时变为正电，大小随电感电流iL的减小而线性下降，电容端电压uC则随其充电而线性增大，从而使负载电流io也线性增加。在无损耗的前提下，电感电流iL从I1线性下降到I2，等效电路如图4-23(c)所示。容易得出电感上电压的平均值为

(4-17)

或

(4-18)同时考虑式(4-15)、式(4-17)可得

即

(4-19)在理想状态下，电路的输出功率等于输入功率，即

Po＝PD，即UoIo＝UDID，将式(4-19)代入可得

(4-20)从式(4-16)、式(4-18)可知

(4-21)

(4-22)因输出电流的平均值为Io＝(I2＋I1)/2，很显然，有

(4-23)

当电流处于临界连续状态时，I1＝0，则可求出电流临界连续时的电感值为

(4-24)经分析可知，输出电压的交流纹波为三角波，假定二极管电流iVD中所有纹波分量流过电容器，其平均电流流过负载电阻，图4-23(d)中所示波形的阴影部分面积反映了一个周

期内电容C中电荷的泄放量。因此电压纹波的峰值变化量为

(4-25)所以

(4-26)

式中，τ＝RC，为时间常数。

由此可看出，只要适当的增大τ值，就可以减小输出电压的纹波成分。

Boost直流变换电路的效率很高，一般可达92％以上。4.3.3库克直流电压变换电路

库克(Cuk)电路属升降压直流电压变换电路，即输出电压的平均值既能高于输出电压又能低于输入电压，电路形式如图4-24(a)所示。图中，L1和L2为储能电感，VD是快速恢复续流二极管，C1是传送能量的耦合电容，C2为滤波电容。这种电路的特点是，输出电压极性与输入电压极性相反，输出端电流的交流纹波小，输出直流电压平稳，降低了对外部滤波器的要求。在忽略所有元器件损耗的前提下，电路的工作波形如图4-24(d)所示。图4-24库克电路及其波形图(a)电路；(b)开关导通；(c)开关断开；(d)波形通过上述分析可知，在整个周期T＝ton＋toff中，电容C1从输入端向输出端传递能量，只要L1、L2和C1足够大，则可保证输入、输出电流是平稳的。

在ton期间，电感L1、L2的电压的平均值为所以有

(4-27)

和

(4-28)在toff期间，电感L1、L2的电压的平均值为因此有

(4-29)

和

(4-30)以上各式中的ton＝DT，toff＝(1－D)T，代入式(4-27)、式(4-28)、式(4-29)、式(4-30)整理，可得

(4-31)

(4-32)由式(5-31)、式(5-32)，考虑到输出电压与输入电压的极性相反可得出

(4-33)

在不计器件损耗时，输出功率等于电路输入功率，即

Po＝PD，容易得出：

(4-34)

4.4二象限直流电压变换电路

全桥DC/DC变换电路如图4-25所示，图中，开关元件S1、S2、S3、S4两端分别反并联开关二极管VD1、VD2、VD3、VD4，L、R是电感性负载，UD为幅值不变的直流输入电压，uo为幅值和极性均可变化的输出直流电压。当然，输出电压的极性是相对的，与输入电压相比，可以反相也可以同相；电路的控制方式也各不相同，根据输出电压波形的极性特点，可以分成双极性PWM控制方式和单极性的PWM控制方式。图4-25全桥DC/DC变换电路4.4.1双极性电压开关PWM控制方式

在双极性电压开关PWM控制方式中，开关S1、S4

和S2、S3分为两组，各组都具有相同的驱动脉冲，在理想条件下，同一桥臂上的开关(S1、S3和S2、S4)互补导通。图4-26双极性电压开关PWM控制方式由图4-26(a)可知，uo是以±UD为幅值的方波，因此输出电压的