步进电机驱动器的设计VIP

1.1引言步进电动机一般以开环运行方式工作在伺服运动系统中，它以脉冲信号进行控制，将脉冲电信号变换为相应的角位移或线位移。步进电动机可以实现信号的变换，是自动控制系统和数字控制系统中广泛应用的执行元件。由于其控制系统结构简单，控制容易并且无累积误差，因而在20世纪70年代盛行一时。80年代之后，随着高性能永磁材料的发展、计算机技术以及电力电子技术的发展，矢量控制技术等一些先进的控制方法得以实现，使得永磁同步电机性能有了质的飞跃，在高性能的伺服系统中逐渐处于统治地位。相应的，步进电机的缺点越来越明显，比如，其定位精度有限、低频运行时振荡、存在失步等，因而只能运用在对速度和精度要求不高，且对成本敏感的领域。技术进步给步进电动机带来挑战的同时，也带来了新的发展遇。由于电力电子技术及计算机技术的进步，步进电动机的细分驱动得以实现。细分驱动技术是70年代中期发展起来的一种可以显著改善步进电机综合性能的驱动控制技术。实践证明，步进电机脉冲细分驱动技术可以减小步进电动机的步距角，提高电机运行的平稳性，增加控制的灵活性等。由于电机制造技术的发展，德国百格拉公司于1973年发明了五相混合式步进电动机，又于1993年开发了三相混合式步进电动机。根据混合式步进电动机的结构特点，可以将交流伺服控制方法引入到混合式步进电机控制系统中，使其可以以任意步距角运行，并且可以显著削弱步进电机的一些缺点。若引入位置反馈，则混合式步进电机控题正是借鉴了永磁交流伺服系统的控制方法，研制了基于DSP的三相混合式步进电机驱动器。1.2步进电机及其驱动器的发展概况按励磁方式分类，可以将步进电动机分为永磁式（PM）、反应式（VR）和混合式（HB）三类，混合式步进电动机在结构和原理上综合了反应式和永磁式步进电动机的优点，因此混合式步进电动机具有诸多优良的性能，本课题的研究对象正是混合式步进电机。20世纪60年代后期，各种实用性步进电动机应运而生，而半导体技术的发展则推进了步进电动机在众多领域的应用。在近30年间，步进电动机迅速的发展并成熟起来。从发展趋势来讲，步进电动机已经能与直流电动机、异步电动机以及同步电动机并列，从而成为电动机的一种基本类型。特别是混合式步进电动机以其优越的性能（功率密度高于同体积的反应式步进电动机50％）得到了较快的发展。其中，60年代德国百格拉公司申请了四相（两相）混合式步进电动机专利，70年代中期，百格拉公司又申请了五相混合式步进电动机及驱动器的专利，发展了性能更高的混合式步进电动机系统。这个时期各个发达工业国家建立了混合式步进电动机规模生产企业。此外，1993年，也就是五相混合式步进电动机及驱动器专利到期之时，百格拉公司又申请了三相混合式步进电动机的专利。步进电机具有以下优点：（1）步距值不容易受各种干扰因素的影响。它的速度主要取决于输入脉冲的频率，转子运动的总位移取决于输入的脉冲总数，相对来说，电压大小、电流数值和温度的变化等因素不影响步距值；（2）无位置累积误差。步进电动机每走一步的实际步距值与理论值总有一定的误差，走任意步数之后也总有一定误差，但是因每转一周的累计误差为零，所以步距值的误差是不累积的；（3）控制性能好。改变通电顺序，就可以方便的控制电动机正转或反转，起动、转向、制动、改变转速及其他任何运动方式的改变都可以在少数脉冲内通过改变电脉冲输入就能控制，在一定的频率范围内运行时，任何运行方式都不会丢失一步；（4）步进电机还有自锁能力，当步进电机停止输入，而让最后一个脉冲控制的绕组继续保持通电时，则电动机可以保持在最后一个脉冲控制的角位移的终点位置上，能够实现停车时转子定位。因此，步进电机在机械、冶金、电力、纺织、电信、仪表、办公自动化设备、医疗、印刷以及航空航天等工业领域获得了广泛的应用。例如机械行业中，在数控机床上的应用，可以算是典型的例子。可以说步进电动机是经济型数控机床的核心。我国的步进电机行业起步较早，但大多都是反应式步进电动机，直到目前，仍有许多国内用户使用反应式步进电机。混合式步进电机的特点是效率高、力矩大、运行平稳、高频运行时矩频特性好，在发达国家中，越来越广泛的使用性能优越的五相和三相混合式步进电机，步进电机驱动技术的发展也十分迅速。我国步进电机的应用虽然起步较早，但其驱动技术的发展相对落后，成为制约步进电机应用与发展的主要因素。国内仍有不少用户沿用己被国外淘汰的单电压串电阻等落后的驱动方式，驱动器电路中使用分立元件居多，可靠性差，且各厂家的驱动技术规范、技术等级、生产工艺参差不齐。目前发达国家的驱动器已进入恒相电流与细分技术相结合的阶段，使步进电机低速运行振荡很小、高速运行时转矩下降较小。[1-3]步进电机驱动技术的进步离不开电力电子技术和微机控制技术的发展。交流调速技术的发展过程表明，现代工业生产及社会发展的需要推动了交流调速系统的飞速发展；现代控制理论的发展和应用，电力电子技术的发展和应用，微机控制技术及大规模集成电路的发展和应用为交流调速的飞速发展创造了技术和物质条件。电力电子器件及微处理器是高性能交流传动系统和现代电力电子设备的核心。电力半导体器件以开关阵列的形式应用于电力变流器中，把相同频率、或者是不同频率的电能进行交-直（整流器）、直-直（斩波器）、直-交（逆变器）和交-交变换。电力电子器件经历了以下几个发展阶段：第一个阶段是20世纪80年代中期以前，是以门极不可关断的晶闸管（Thyristor）为代表的半控型器件，这种在20世纪50年代晚期出现的器件使得固态电力电子器件进入了一个新纪元。晶闸管主要用于直流电动机的驱动器中，必须配以辅助换流措施才能实现可靠的换流，控制线路复杂、效率低、可靠性差，而且开关频率低，使得变频电源中含有大量的谐波分量，转矩脉动大、噪声大及发热严重。第二个阶段是20世纪80年代中期到90年代，是以门极可关断晶闸管（GTO）、双极型晶体管（BJT）、电力场效应晶体管（P-MOSFET）等为代表的全控型器件。如今GTO产品的额定电流、电压已超过6kA、6kV，在10MViA以上的特大型电力电子变换装置中已有不少应用，但其为电流驱动，故所需的驱动功率较大；BJT已模块化，在中小容量装置中得到推广，但其驱动功率较大，开关速度慢，影响了逆变器的工作频率和输出波形；MOSFET开关速度快，驱动功率小，电压型控制，但器件功率等级低，导通压降大，限制了逆变器的容量。第三个阶段是20世纪90年代，是以绝缘栅双极型晶体管（IGBT）为代表的复合型功率器件，主要特点为门极电压控制，故其所需驱动功率较小。IGBT结合了MOSFET和BJT的优点，具有高开关频率，门极电压驱动，不存在二次击穿问题，无需吸收电路，又具有BJT大电流密度，低导通压降的特性。新一代的智能功率模块（IPM）集功率器件IGBT、驱动电路、检测电路和保护电路于一体，实现过流、短路、过热、欠压保护，模块包含三相桥逆变器，从而使装置体积缩小，可靠性提高。20世纪90年代末至今，电力电子器件的发展进入了第四代，这里只介绍一下电力半导体家族中的最新成员—集成门极换向晶闸管（Integratedgate-commutatedthyristor），它是ABB公司于1997年发明的，它基本上是一种高压、大功率、非对称截止GTO晶闸管，其关断电流增益为1，可见其驱动功率之小。该器件的导通压降、开通di/dt、门极驱动损耗、少数载流子存储时间和关断dv/dt据称都优于GTO晶闸管。器件更快的开关速度使得无缓冲器运行成为可能，也使其开关频率高于GTO晶闸管。多个IGCT可以串联或并联成更高功率的应用。该器件已经用于电力系统的联网设备（100MViA）和中等功率（高达5MW）工业传动中。[4-6]全数字化是交流调速系统的发展趋势。交流调速系统最初多为模拟电子电路组成，由于模拟电路固有的弊端，决定了很多控制算法很难在系统上实现。近几十年来，由于微机控制技术，特别是以单片机及数字信号处理器（DSP）为控制核心的计算机控制技术的飞速发展和广泛应用，许多复杂的控制算法得以实现，如矢量控制中的复杂坐标变换、解耦控制、滑模变结构控制、参数辨识的自适应控制等，这些是模拟电路无法做到的，可以毫不夸张的说以微处理器为核心的数字控制已成为现代交流调速系统的主要特征之一。常用于交流调速系统的微处理器简介如下。(1).单片机。一片单片机芯片就是一台微型计算机，其上集成有用户需要的一些外设，如定时/计数器、D/A、A/D等，这样就大大缩小了控制器的体积，降低了成本，提高了可靠性。然而单片机对大量数据的处理能力有限，因此只用于一些对性能要求不高的场合。(2).数字信号处理器（DSP）。为了提高运算速度，在20世纪80年代出现了数字信号处理器，其上一般集成有硬件乘法器、时钟频率很高，一些高性能的DSP还支持浮点运算。世界各大DSP生产商还推出了集成有PWM生成硬件、A/D、正交编码电路等专门针对于电机控制的DSP芯片，常见的如TI公司的C2000系列。电机控制专用的DSP芯片使控制系统硬件简化，性能和可靠性得到了空前的提高。(3).高级专用集成电路（ASIC）。ASIC也称为适合特定用途的IC，是能完成特定功能的专用芯片。例如用于交流变压变频用的SPWM波发生器HEF4752（英国Mullard公司产品，适用于开关频率1kH以下）、SLE4520（德国西门子公司产品，适用于开关频率20kH以下）。现代高级专用集成电路的功能远远超过一个发生器，往往能够包括一种特定的控制系统，例如，德国应用微电子研究所（IAM）1994年推出的VECON，是一个交流伺服系统的单片矢量控制器，包括控制器，能完成矢量运算的DSP协处理器、PWM定时器，以及其他外围和接口电路，都集成在一片芯片之内，使可靠性大幅度提高。2混合式步进电动机的原理及其驱动控制三相混合式步进电动机与反应式和永磁式步进电动机相比，具有很多优点，获得了越来越广泛的应用。电流闭环、三相正弦电流驱动是三相混合式步进电动机常用的驱动方式。2.1三相混合式步进电动机的结构和工作原理三相混合式步进电动机的结构混合式步进电动机是一种十分流行的步进电动机。它既有反应式步进电动机的高分辨率，每转步数比较多的特点，又有永磁式步进电动机的高效率，绕组电感比较小的特点，故称混合式。图2-1给出了三相混合式步进电动机的内部结构图及其定子结构图。从结构上看，它的定子通常有多相绕组，定、转子上开有很多齿槽，类似反应式步进电动机。转子上有永久磁铁产生的轴向磁场，这与永磁式步进电动机相似。图2-1三相混合式步进电机内部结构图及定子示意图Three-phasehybridsteppingmotorandthestatorinternalschematicdiagram混合式步进电动机的转子一般由环形磁钢及两段铁心组成，环形磁钢在转子的中部，轴向充磁，两段铁心分别装在磁钢的两端，转子的铁心外圆周有均匀分布的小齿，两段铁心上面的小齿沿圆周相互错开半个齿距。定、转子小齿的齿距通常相同。一段转子的磁力线沿转子表而呈放射形进入定子铁心，称为N极转子，另一段转子的磁力线是从定子沿定子表面穿过气隙回归到转子中去的，称为S极转子。可见，通过转子分段错齿和转子轴向永磁励磁，三相混合式步进电机在结构上巧妙的实现了多极对数永磁凸极同步电机的思想，从原理上讲是低速凸极永磁同步电机。可见，混合式步进电动机既可以用作同步电动机进行速度控制，又可以用作步进电动机进行位置开环控制。[7-9]三相混合式步进电动机的工作原理图2-2给出了一台简单的三相混合式步进电动机的横截面示意图。图中三相混合式步图2-2三相混合式步进电动机示意图2Three-phasehybridsteppingmotordiagram进电动机的定子为三相六极，三相绕组分别绕在相对的两个磁极上，且这两个磁极的极性是相同的。它的每段转子铁心上有八个小齿，两段铁心上的小齿相互错开半个齿距。从电动机的某一端看，当定子的一个磁极与转子齿的轴线重合时，相邻磁极与转子齿的轴线就错开1/3齿距。混合式步进电动机的气隙磁动势由转子永磁体产生的磁动势Fr和定子绕组电流产生的磁动势Fs组成。在电机运行过程中，随着绕组中通入的电流方向的变化，这两种磁动势有时是相加的，有时又是相减的，转子磁动势与定子磁势相互作用，产生电磁转矩。当A相绕组通电时，转子处于图2-2中所示的稳定平衡位置，此时与N段转子铁心相对的定子A相极下气隙磁导最大，与S段转子铁心相对的定子A相极下气隙磁导最小。当外加力矩使转子偏离稳定平衡位置时，例如转子向顺时针方向转了一个小角度θ，则定子与两段转子齿的相对位置及作用转矩的方向如图2-3所示。可以看到，两段转子铁心所受到的电磁转矩方向相同，都是使转子回到稳定平衡位置的方向。绕组的通电状态改变，电动机的稳定平衡位置也改变，在电磁转矩的作用下，转子将转到新的平衡位置。上面说的是单相通电时的情况，但是为了增加电机的输出转矩，提高电机绕组利用率，在三相混合式步进电动机的应用中，一般采用三相同时通电的控制方式。图2-4给出了三相混合式步进电动机三相同时通电时绕组电流状态示意图，图2-4a到图2-4f中的转子位置分别与图2-4g中t1至t6时刻的绕组通电状态相对应。每相绕组的电流在每个周期内共上面说的是单相通电时的情况，但是为了增加电机的输出转矩，提高电机绕组利用率，在三相混合式步进电动机的应用中，一般采用三相同时通电的控制方式。图2-4给出了三相图2-3A相绕组通电时转子偏离平衡位置的受力图-3混合式步进电动机三相同时通电时绕组电流状态示意图，图2-4a到图2-4f中的转子位置分别与图2-4g中t1至t6时刻的绕组通电状态相对应。每相绕组的电流在每个周期内共有三个状态，电流变化一个周期，转子旋转一周。此时电机每转的步数S可由式（2-1）得到。S=k*m*Z(2-1)式中，k为电动机每转电流状态变化的次数；m为电机的相数；Z为电机齿数。对于三相混合式步进电动机，设转子有50个齿，根据式（2-1）和图2-4可以计算出此时电机每转步数S为：S=4*3*50=600(2-2)若电机每转一周，相电流只有两个状态，即电机绕组只有正、负通电状态，无零电流状态，根据式（2-1），可得电机每转步数为300。可见，通过增加绕组通电状态数可以使混合式步进电动机的步距角减小，增加走步精度，对于减小混合式步进电动机运行过程中的振动有很大的作用。其实，这个例子也暗含了混合式步进电动机细分控制的基本原理，细分控制是目前最有效的减小步进电动机振动的方法，后面将会给出详细的介绍。2.2步进电动机应用中要注意的问题当选用步进电动机作为系统的执行元件时，一定要了解步进电机的技术参数，特别是其矩频特性。步进电机输出转矩随转速升高而下降，选型时一定要参考矩频特性曲线图，图2-4三相同时通电半步运行时绕组电流示意图4Three-phasepowerhalfastepwhilerunningwindingcurrentdiagram根据设备运动速度和加速度，计算好所需工作转矩和转动惯量。步进电动机的选用主要考虑以下几个指标：[1-3](1).步距角θ：每给定一个电脉冲信号，电动机转子所应该转过角度的理论值，步距角越小，分辨率越高。其计算公式如下：θ=(2-3)式中,Z为转子的齿数，N为转子转过一个齿距的运行拍数。(2).步进电机的转速n。若步进电动机所加的控制脉冲频率为f，则步进电动机的转速为：n=(2-4)可见步进电机转速的高低，取决于输入到步进电机驱动器的脉冲频率的高低。步进电动机在不失步、不丢步的前提下，其转速和转角与电压、负载、温度等因素无关，因而步进电动机可直接采用开环控制，简化控制系统。(3).最大空载起动频率。电机在某种驱动形式、电压及额定电流下，在不加负载的情况下，能够直接起动的最大频率，起动频率越高，则电机快速响应性能越好。图2-590BYG350C型电机的矩频特性图590BYG350Ctypemotormomentfrequencyresponseplots(4).矩频特性。电机在某种测试条件下测得运行中输出力矩与控制脉冲频率关系的曲线称为运行矩频特性，这是步进电动机最重要的参数之一，是电机诸多动态曲线中最重要的，也是电机选择的根本依据。图2-5为本课题所用的混合式步进电动机（型号为90BYG350C）的矩频特性图。由图可以看到，该步进电动机的保持转矩为6Nm，随着转速的升高，其转矩不断减小，当转速达到1200r/min时，转矩已不到1.6Nm。所以选用步进电动机时一定要参考其矩频特性图，不能只看保持转矩或最大静转矩，要根据电机运行工况，考虑一定的裕量。(5).步进电动机的共振点。步进电机均有固定的共振区域，二、四相混合式步进电机的共振区一般在180Hz到250Hz之间（步距角1.8度）或在400Hz左右（步距角为0.9度），电机驱动电压越高、电机电流越大、负载越轻、电机体积越小，则共振区向上偏移。为使电机输出转矩大，避免失步和降低整个系统的噪音，一般要求工作点均偏离共振区。2.3步进电动机的振动和失步步进电动机的振动是其固有的缺点，在上节所说的步进电动机选择标准中就提到，使用步进电动机时一定要考虑电动机的共振点，这样可以人为的让步进电动机运行区域避开步进电动机的共振点，使步进电动机运行的更加平稳、噪声小，避免失步。下面介绍一下步进电动机运行时产生振动的原因。步进电动机在步进状态运行时，转子运动是一衰减振荡过程。电动机在低频步进运行时，定子绕组每改变一次通电状态，转子就前进一个步距角。由于转子的自由振荡，它将不能及时的停留在新的平衡位置。而是按自由振荡频率振荡几次才衰减到新的平衡位置。每加一次脉冲，进行一次转换，转子都从新的转矩曲线的跃变中获得一次能量的补充，这样步进电动机在低频步进运行时，类似于一种强迫振荡。当控制脉冲的频率等于或接近于步进电动机振荡频率的1/k倍（k＝1,2,3…..）时，电动机就会出现强烈的振动现象，严重的将导致失步或无法工作。当步进电动机在高频脉冲下连续运行时，前一次的振荡尚未达到第一次回摆的最大值，下一个脉冲已经到来。当频率更高时，甚至在前一步振荡尚未达到第一次的峰值就开始下一步，则电机可以连续、平滑地转动，转速也比较稳定。但是当脉冲频率过高，达到或超过最大连续运行频率fmax时，由于绕组电感的作用，动态转矩下降很多，负载能力较弱，且由于电机的损耗，如轴承摩擦、风摩擦等都大为增加，即使在空载下也不能正常运行。另外，当脉冲频率过高时，矩角特性的移动速度相当快，转子的惯性导致转子跟不上矩角特性的移动，则转子位置距平衡位置之差越来越大，最后因超出动稳区而丢步。[10-15]由于步进电动机特殊的运行机理，要完全消除其振荡是不可能的，只有采取一定的措施，在一定程度上抑制其振荡，防止发生失步。目前，抑制步进电机振荡的方法主要有:（1）采用细分驱动方式，适当增加细分数；（2）增加阻尼；（3）采用位置或速度闭环控制。其中第三条方法能从根本上解决步进电动机振荡的问题，但此时控制系统较复杂，成本也高。因此在实际应用中一般采用第一条和第二条方法。增加阻尼一般有两种方法：增加机械阻尼和电气阻尼。机械阻尼是增加电机转子的干摩擦阻力或粘性阻力。其缺点是增大了惯性，使电机的速度性能变坏，体积增大。电气阻尼则有多相激磁阻尼、延迟断开阻尼等。其实，从原理上说，细分驱动也就是采用了增加电气阻尼的技术。对于混合式步进电动机，由于其转子中加入了永磁体，因而，混合式步进电动机具有较强的反电动势，其自身阻尼作用比较好，使其在运行过程中比较平稳、噪声低、低频振动小。从这也可以看到混合式步进电动机的性能要优于反应式步进电动机。2.4步进电动机的细分驱动技术传统的步进电机驱动方式单电压驱动：单电压驱动是指在步进电机绕组上加上恒定的电压，这种驱动方式的电路相当简单。但是当电机高速运行时，流经绕组的电流还未上升到额定电流就被关断，相应的平均电流减少而导致输出转矩下降。为改善高速运行的电机转矩特性，通常在连接电机绕组的线路中串联一个无感电阻来减少电气时间常数，同时成比例的增加电源电压以保持额定电流不变。但是串入电阻将加大功耗，降低功放电路的功率，必须具备相应的散热条件才能保证电路稳定可靠的工作。所以这种电路一般仅适合于驱动小功率步进电机或对步进电机运行性能要求不高的情况。高低压驱动：高低压驱动电路使用两种电压电源，即步进电机额定电压和比它高几倍的电源电压。当相绕组导通时，加到绕组上的电压为高电压，上升电流具有较陡峭的前沿特性。当电流上升到额定值时，关闭高压电源，用额定电压供电来维持绕组的电流。由于电机旋转反电势、相间互感等因素的影响，易使电流波形在高压工作结束和低压工作开始的衔接处呈凹形，致使电机的输出力矩有所下降。低频时绕组电流有较大的上冲，所以低频时电机振动较大，低频共振现象仍然存在。斩波恒流驱动：斩波恒流驱动方式的供电电压比电机额定电压高得多，使电流上升和衰减速度很快，通过斩波方式使电机绕组电流在低速到高速运行范围内保持恒电流，从而保持电机输出转矩恒定。但是此种方法线路复杂、低速运行时绕组电流冲击大，使低频产生振荡，运行不平稳，噪声大、定位精度不高。调频调压驱动：随着步进电机运行频率的提高，同时提高功率放大电路的电源电压，以补偿因运行频率上升造成的输出转矩下降。当步进电机的运行频率降低时，同时降低功率放大电路电源电压。因电压随频率而变，故既可增加高频输出转矩，又能避免低频可能出现的振荡。从理论上讲，调频调压驱动基本克服了单电压驱动、高低压驱动、斩波恒流驱动等电路的不足，矩频特性较好，能够在较宽的频率范围内运行。但是仍然不能利用步进电机实现多种步距角控制，步距角的大小只有有限的几种，步距角已由电机结构所确定。步进电机的细分驱动技术以上几种驱动方式都有其弊端，实践证明，恒转矩、等步距角的均匀细分方式是目前最好的细分控制方式。步进电机的细分驱动技术实质上是一种电气阻尼技术，其主要目的是提高电机运转性能，实现步进电动机步距角的高精度细分。步进电动机细分驱动技术首先由美国学者T.R.Fredriksen于1975年在美国增量运动控制系统及器件年会上提出，在其后的二十多年里，步进电机脉冲细分驱动技术得到了很大的发展，并在实践中得到广泛的应用。在减小步进电动机运行过程中的振动起到了很好的效果。如图2-6所示，步进电机的细分控制是通过控制步进电机各相绕组中的电流，使其按一定的规律阶梯上升或下降，即每次只改变绕组电流的一部分，从而获得从零到最大相电流的多个稳定的中间电流状态，相应的定子电流产生的磁场矢量也就存在多个中间状态，图2-6三相混合式步进电动机细分驱动时各相电流状态及转矩矢量图6Three-phaseHybridSteppingMotorDriverwithcurrentstateandwhenthetorquevector转动。合成磁场矢量的幅值决定了转矩的大小，相邻两条合成磁场矢量的夹角决定了微步距角的大小。相电流变化一个周期，转子转过一个齿距。可见，步进电动机的细分控制从本质上讲，是对步进电动机的定子绕组中电流的控制。最初的步进电动机细分驱动控制只是对电机的绕组电流加以简单的控制，如控制电流均匀上升、下降等，这样简单控制的结果将使细分之后的步距角很不均匀。随着步进电动机细分驱动技术的发展，如何通过改进电动机相电流的控制策略来增加细分的均匀性，提高电机运行的稳定性，减少运动噪音及振动等越来越受到人们的重视，并得了很大进展。本文把交流伺服驱动的思想应用到三相混合式步进电动机驱动系统中，实现了恒转矩、等步距角的均匀细分控制方式。实践证明，恒转矩、等步距角的均匀细分方式是目前最好的细分控制方式，能有效的抑制步进电动机运行过程中的振动、噪声等。在下一节将给出详细的理论分析和相应的控制方案。2.5三相混合式步进电动机的数学模型及其控制方案图2-7混合式步进电机d-q轴的定义7Hybridsteppingmotorthedefinitionofd-qaxis每个大极上面均匀的分布着一些小齿。转子一般由环形磁钢及两段铁心组成，环形磁钢在转子的中部，轴向充磁，两段铁心分别装在磁钢的两端，转子的铁心外圆周有均匀分布的小齿，两段铁心上面的小齿沿圆周相互错开半个齿距。定、转子小齿的齿距通常相同。可见，通过转子分段错齿和转子轴向永磁励磁，三相混合式步进电机在结构上巧妙的实现了多极对数永磁凸极同步电机的思想，从原理上讲是低速永磁凸极同步电机。三相混合式步进电机的工作原理与普通三相同步电动机的工作原理相似，即由定子绕组产生的旋转磁场以磁拉力拖着永磁体构成的转子同步旋转，定子和转子间通过气隙磁场耦合。由于电动机定子和转子间有相对运动，电磁关系十分复杂，并且步进电机本身又是一类高度非线性的电机，是一个多变量、非线性、强耦合的系统，为了简化分析，在建立三相混合式步进电机的数学模型时，做如下假设：[29-35]（1）忽略铁心饱和，不计剩磁影响、不计磁滞损耗和涡流效应，认为磁路是线性的；（2）气隙磁通在空间按正弦分布，即感应电动势（反电动势）是正弦的，定子电流在气隙中只产生正弦分布磁势，忽略磁场的高次谐波；（3）不考虑温度、频率变化对电机参数的影响。按照以上条件分析实际电动机，所得结果和实际情况十分接近，可以使用上述假设对电动机进行分析和控制。仿同步电机，定义混合式步进电机的d轴位于转子齿中心线上，q轴沿旋转方向超前d轴90度电角度，如图2-7所示。建立如图2-8所示的d-q同步旋转坐标系，此坐标系随电动机转子以同步转速ωr旋转，在此d-q坐标系上的三相混合式步进电机的矢量也在图上标出。图中，β为电机定子三相电流合成空间矢量is和永磁体励磁磁极轴线（d轴）之间的夹角，又称转矩角。θ为d轴轴线与A相绕组轴线之间的夹角，可推导d-q坐标系下电动机的数学模型如下。定子电压方程：图2-8三相混合式步进电机在d-q坐标系上的矢量图8Three-phasehybridsteppingmotorinthedqcoordinatesystemonthevectorUd=Rid+Pd-Weq(2-5)Uq=Riq+Pq+Wed定子磁链方程：d=Ldid+f(2-6)q=Lqiq由式（2-5）和式（2-6），可得：Ud=Rid+LdPid-weLqiq(2-7)Uq=Riq+LqPiq+we(Ldid+f)上述公式中ud、uq、id、iq、ψd、ψq分别为d、q轴上的定子电压、电流及磁链分量；R为定子绕组相电阻；Ld、Lq为d、q轴上的定子电感；ωe为转子旋转的电角速度；ψf为永磁体对应的转子磁链；p=d/dt为微分算子。输出的电磁转矩为：Te=Z(diq-qid)=Z[fid+(Ld-Lq)idiq](2-8)电动机的机械运动方程为：Te=Tl+Bwr+Jpwr(2-9)上述公式中，Z为混合式步进电动机转子齿数；Te为电磁转矩，Tl为负载转矩；J为电动机转子和所带负载的总转动惯量，B为粘滞摩擦系数；ωr为电动机转子的机械角速度，其与电角速度间的换算如下：we=Zwr(2-10)由d-q坐标系下的矢量图2-8可得：id=iscos(2-11)iq=issin结合式（2-8）可得电磁转矩：Te=Z[fissin+(Ld-Lq)is2sin2](2-12)式（2-12）括号中，第一项是由定子电流合成磁场与永磁体励磁磁场相互作用产生的电磁转矩，称为主电磁转矩；第二项是磁阻转矩，它是由电动机的凸极效应引起的，并与两轴电感参数的差值成正比。可以看出，混合式步进电动机的电磁转矩的控制取决于对交轴电流iq和直轴电流d的控制。当id=0时，由于ψf为常数，只要控制iq就可以线性的控制电磁转矩。仿同步电动机的转子磁链定向控制方式，即在混合式步进电动机的整个运行过程中，始终保持id=0，使定子电流产生的电枢磁动势与转子励磁磁动势间的角度β为90o，即保持正交，则定子电流矢量is与q轴重合，那么电磁转矩只与定子电流的幅值is成正比，即只与交轴电流iq成正比，比例系数K=3/2*Zψf，从而实现了交轴电流iq和直轴电流id的解耦，达到了矢量控制的目的。此时的电磁转矩可由下式表示：Te=K*iq(2-13)由于电机定子综合电流矢量始终与转子的磁极轴线成90°，该方法又称按励磁轴线定向的矢量控制。此时电机所有电流均用来产生电磁转矩，电流控制效率高，且减少了定子铜耗。缺点是随着输出转矩的增加，端电压增加较快，功率因数下降，对逆变器容量要求提高。为保证电流环动态跟随，随着电机转矩升高，外加电压应提高。可见，这种转子磁场定向控制方式比较适合于小容量交流伺服系统。对于有明显凸极效应的混合式步进电动机，其Ld>Lq，采用这种id=0的控制方式时，并没有利用凸极效应产生的磁阻转矩，没有充分发挥电机转矩输出能力。这点是id=0的控制方式运用于混合式步进电动机控制系统的不足。2.6本章小结本章详细介绍了三相混合式步进电动机的工作原理，建立了三相混合式步进电动机的理想数学模型，提出了相应的控制方案。3系统的硬件设计混合式步进电机是一种系统电机，电机本体与其控制器密不可分。优秀的电机运行性能只有通过高性能的控制器和先进的控制策略来实现。采用智能功率模块（IPM）和数字信号处理器（DSP）可以使控制器结构简单、性能可靠，可以实现先进的控制方法，提高步进电机的运行性能。图3-1三相混合式步进电动机控制系统框图Fig.3-1Three-phasehybridsteppingmotorcontrolsystemblockdiagram3.1系统硬件的总体结构如图3-1所示，控制电路以，TI的DSP芯片TMS320LF2403A为核心，包括电流检测电路、断电记忆关键数据电路、驱动电路和控制信号接口电路。构成功能齐全的全数字三相混合式步进电机脉冲细分驱动系统。其中的X25040是带有EEPROM的SPI芯片，用来当系统非正常断电时，记录系统关键的运行参数。图3-2为控制部分与功率部分的接口框图。系统主回路部分采用交-直-交电压源型逆变电路，主要由整流桥、滤波电容及智能功率模块（IPM）组成；采用采样电阻检测电机相电流；DSP输出的IPM控制信号经电平匹配电路后直接送到IPM驱动信号端口，没有采用隔离措施。图3-2控制部分与功率部分接口电路框图Fig.3-2Controlsectionandpowerpartoftheinterfacecircuitdiagram3.2数字信号处理器简介本系统采用了美国德州仪器公司（TI）生产TMS320LF2403A数字信号处理器，它是TI公司推出的高性能16位定点数字信号处理器，是专门为电机的数字化控制而设计的，特别适用于电机的高性能控制。它具有DSP的信号高速处理能力及适用于电机控制的优化外围电路于一体，且价格便宜，大大减小了控制系统的体积，提高了系统的性价比。TMS320LF片内的双口RAM区允许一个指令周期内访问两次，大大提高了数据处理能力，缓解了高速处理器与慢速外围部件之间的矛盾。内含一个8通道转换精度为10位的高速A/D转换器，转换时间可灵活的通过编程设置，最短仅为500ns，非常适合实时性控制的需要。片内优化的单个事件管理器是为设计者提供的实现完整的高性能电机控制方案的关键。从功能上看，它提供的脉宽调制（PWM）通道及I/O口可以驱动各种类型的电机。其事件管理器包含了2个具有四种工作方式的定时器及3个比较器，并辅以灵活的波形发生逻辑，可产生6路PWM输出。它支持对称的和非对称的PWM生成能力及空间矢量PWM以实现功率开关器件开关状态的优化。下面将TMS320LF2403采用高性能静态CMOS技术，使得供电电压降为3.3V，减小了控制器的功耗，40MIPS的执行速度使得指令周期缩短到25ns（40MHz），绝大部分指令为单周期，从而使控制器有很强的实时控制能力。单个的事件管理器包括2个16位通用定时器，8个16位具有内部死区生成逻辑的脉宽（PWM）调制通道。3个捕获单元，片内光电编码器接口电路，8通道A/D转换器。事件管理器适用于控制交流感应电机、无刷直流电机、开关磁阻电机、步进电机、多级电机和逆变器。一个不可屏蔽中断（NMI），1个外部中断，6个按优先级获得服务的可屏蔽中断，而且这6个中断级都可以被很多外设中断请求共享。八个辅助寄存器和一个用于数据寄存器间接寻址的辅助算术单元。544字片内程序/数据双口RAM（DARAM）和512字的单口RAM（SARAM）。10位A/D转换模块最小转换时间为500ns，并且具有自动排序的能力。一次可执行最多8个通道的自动转换，而每次要转换的通道都可以通过编程来选择。内置校验和自测试模式。串行通信接口（SCI）模块。16位串行外设（SPI）接口模块。控制器局域网络（CAN）2.0模块。基于锁相环（PLL）的时钟模块和看门狗模块（WDT）。电源管理包括3种低功耗模式，能独立的将外设器件转入低功耗工作模式。3.3控制部分外围电路介绍控制器参数选择电路控制器在上电之前，要根据用户需要设置相应的步距角、相电流大小以及输入信号的模式等参数。由于TMS320LF2407A的I/O口有限，但它有8个A/D采样通道，而电流采样和直流母线电压采样在一起也只需要用3个A/D采样通道，所以控制系统的参数设置就采用了如图3-3所示的拨码开关电路。这样做只需4个A/D采样通道就可以完成控制系统的16种细分选择、16种相电流选择和信号输入模式及半流模式选择。DSP的A/D分辨率约3mV，但是电阻精度有限，所以在设计电路的时候要注意拨码开关右侧电阻值的选取，并且在软件设计中也要采取相应的措施。电流采样和过流保护电路根据第二章推导的电磁转矩公式Te=K∗iq,可知在控制系统中，控制器需要及时、准确地知道绕组中实际电流信号，以实现电流闭环控制和电流保护电路的设计，为此需要对电流信号进行采样。电流采样必须实时、准确和可靠，有时还要求被测电路与控制电路的可靠隔离。通常电流检测的方法有以下三种：电流互感器检测、霍尔电流传感器检测和采样电阻检测。电流互感器被广泛的应用于电流的测量中，因为它的原、副边采用磁耦合，故可以实现被测电路与控制电路的隔离。互感器用于测量正弦电流，具有足够的工程精度，但是这种方法用于测量非正弦供电流或含有谐波较多的电流时，测量将产生较大的误差。由于互感器铁心磁性材料的非线性影响，高次谐波分量的测量误差较大，用一般的互感器检测PWM逆变器这种含有丰富谐波分量的输出电流，将难以准确测量电流的瞬时值。图3-3控制器参数选择电路Fig.3-3Controllerparameterselectioncircuit霍尔电流传感器是一种利用霍尔效应来工作的半导体器件，其中磁补偿式霍尔电流传感器是基于磁场补偿平衡原理，即初级电流所产生的磁场，通过一个次级线圈的电流产生磁场进行补偿，使霍尔元件始终处于零磁通的平衡工作状态。由于动态平衡过程极快，从宏观上看，次级电流通过测量电阻在任何时候都能检测出来，其大小及波形是与初级电流完全对应的。霍尔电流传感器可以实现对直流及非正弦的交流电流信号的可靠隔离传送，是比较理想的电流检测元件。但是，霍尔电流传感器价格较高，在一些低成本和小功率场合，应用采样电阻是一个很好的选择。采样电阻可以直接将主电路的电流信号转化为电压信号送给控制电路，简单、方便、而且频响好，输出电压直接正比于主电路流过的电流。选择采样电阻要注意以下两点：电流采样电阻应该具有很低的阻抗（可以达到最小限度的功率损耗）,很低的电感值（最小的di/dt变化引起的电压尖峰）。对于采样电阻值的选择，一般是考虑最小的功率损耗和最大的准确性的折衷点，小的采样电阻能够减小功率损耗，而大的采样电阻能够提高精度。由于本课题所做的控制器功率较低，并且所用的IPM具有可单电源供电,可以不用隔离,能直接和微处理器接口的特点，所以选用了电阻检测的电流采样电路。采样电阻连接方式如图3-2所示。由于电机三相电流满足等式iA+iB+iC=0，所以只需采样两相电流即可，另一相电流可以由等式iA+iB+iC=0计算出来。两采样电阻分别串在对应桥臂的中点和电机接线端之间。图3-4给出了B相电流采样放大部分的硬件原理图，C相和B相相同。图3-4电流采样放大电路Fig.3-4Currentsamplingamplifier图3-4中，第一级放大电路的输入端接在采样电阻两端，组成一个差分放大电路，同时第一级放大器也构成了一个二阶低通滤波器，以滤除采样电阻上面的高频谐波分量，提高采样精度和抑制干扰。对于第一级放大电路，选择不同的电阻值和电容值就可以得到不同的截止频率和不同的放大倍数，应根据采样电阻和电机相电流选择合适的电阻值和电容值。由于TMS320LF2403A的A/D采样模块只能采样单极性的电压，且电压应限制在0至3.3V，而电机相电流为双极性的正弦量，故用第二级放大器构成了电压偏置电路，使第二级放大器的输出电压V02在0到3.3V之间。由于放大器供电电源为＋15V和-15V，而DSP能接受的电压最大也不超过5V，有时由于故障或控制失效，流过采样电阻的电流就会很大，导致V02很大（极限值能到＋15V）。为了避免烧坏DSP，应在V02输入到DSP的A/D采样引脚之前加上由两个二极管或使用稳压二极管构成的限幅电路，并要采用适当的保护电路。图3-5给出了B相的过流保护电路，C相和B相的相同。过流是引起功率驱动器被烧毁和损坏的主要原因之一。IGBT虽然可以承受短时间的过流，但是超出安全工作区，则会永久地损坏，所以要设置快速的过流保护电路。在主电路进行电流检测时，一旦检测到主电路过流，应该立即封锁控制信号输出，通知DSP关断所有控制信号并报警。图3-5过流保护电路Fig.3-5Over-currentprotectioncircuit过流保护电路选用了集电极开路的比较器LM311，在驱动器正常工作、没有发生过流的情况下，两比较器的输出均为高电平；当发生过流时，其中一个比较器将输出低电平信号，此低电平信号经相应的处理后送到DSP的功率驱动保护中断输入引脚，以用来及时的封锁PWM输出，避免造成事故。此保护电路结构简单、运行可靠。3.4智能功率模块及其驱动电路智能功率模块（IPM）不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一起，而且还含有欠压、过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送到CPU作中断处理。它由高速低功耗的管芯和优化的门极驱动电路以及快速保护电路构成。即使发生过载事故或者使用不当，也可以使IPM自身在短时间内不受损坏。IPM一般使用IGBT作为功率开关元件，并集成电流传感器及驱动电路。IPM模块一般有以下四种封装形式:单管封装，双管封装，六管封装和七管封装。IPM模块具有以下优点:开关速度快，功耗低。IPM内的IGBT芯片都选用高速型，而且驱动电路紧靠IGBT芯片，驱动延时小，所以IPM开关速度快，损耗小。快速过流保护。IPM实时检测IGBT电流，当发生严重过载或直接短路时，IGBT将被软关断，同时送出一个故障信号。过热保护。在靠近IGBT的绝缘基板上安装了一个温度传感器，当基板过热时，IPM内部控制电路将截止栅极驱动，不响应输入控制信号。桥臂对管互锁。三相桥的每组上、下桥臂的驱动信号互锁，能有效防止上下臂同时导通。本系统选用了仙童公司（FAIRCHILD）的智能功率模块，型号为FSAM10SH60A。FSAM10SH60A不仅具有以上所有的优点，而且其内部集成有高速HVIC，使它能直接和CPU相连，可以省去6个高速光耦，减小控制信号的传输延迟，降低成本。高速HVIC还使单电源供电成为可能，简化了电源设计，使整个系统只需要＋15V，-15V和＋5V三路电源即可工作。若对电路进行相应的优化，选用单电源供电的放大器，则只需要＋15V和＋5V两路电源就可工作。由于时间的原因，本课题没有在这点上进行优化。自举电路一般，IPM需要四路电源供电，上桥臂三个IGBT各需要一路，下桥臂三个IGBT共用一路。本控制器中FSAM10SH60A采用单电源供电，相应的就需要设计自举电路，下面介绍一下自举电路设计中要注意的几点。自举电路的结构如图3-6所示，它由自举电容CBS、自举二极管DBS和限流电阻RBS组成。当上桥臂关断，下桥臂开通时，自举电容CBS通过自举二极管DBS和限流电阻RBS充电；当下桥臂关断，需要开通上桥臂时，充电后的自举电容CBS提供上桥臂IGBT开通所要的驱动电压，自举二极管DBS反向截止直流母线电压。自举电容充电时的电流流通路径如图3-6中的虚线所示。从自举电路的工作原理可以看到自举电容CBS、自举二极管DBS和限流电阻RBS参数的选择是设计自举电路成败的关键。CBS必须足够大，以使维持上桥臂开通所需的电源，如果CBS过小，则在上桥臂导通期间，其两端电压可能会低于IGBT正常驱动电压（一般在10V到15V之间），这将会使IPM导通损耗加大，长期工作在这种状态的话就有可能损坏IPM。CBS应根据相应IPM的参数和自举电容的漏电流来选择，具体的计算可参考相应的IPM数据手册。本系统根据相应的计算，选择了电容值为220uF的自举电容，在系统调试过程中一直运行良好。自举二极管DBS用来在上桥臂导通、下桥臂关断时，反向截断直流母线电压，防止直流母线侧的高压反馈到＋15V的电源上面。可见，自举二极管DBS应选用反向恢复时间短的超快恢复二极管。本系统选用的二极管为HER107，其反向恢复时间只有75ns，额定电压（VRR）为800V，额定电流（IFSM）为30A，并且漏电流很小，完全满足需要。限流电阻RBS是必须的，限流电阻RBS能减小自举电容CBS充电时的dVBS/dt。RBS取值不能过大，不然自举电容CBS充电时间将较长。一般取RC时间常数大于10us即可。图3-6自举电路结构图Fig.3-6Bootstrapcircuitdiagram综上可以看出，IPM采用自举电路供电，具有结构简单、简化电路设计和成本低的优点。但是由于要给自举电容充电，在软件设计时要考虑下桥臂的最小开通时间，从而限制了IPM的导通占空比。IPM与DSP的接口电路由于本课题所研制的驱动器为非隔离驱动方式，即DSP的六路PWM输出没有经过隔离，直接送到IPM的驱动信号输入端。但是DSP为3.3V的CMOS电平，而IPM的驱动信号需要5V，所以这里就需要一个电平转换电路。由于FSAM10SH60A的驱动信号为低电平时片内IGBT开通，为了符合习惯，这里选用了开关速度极快的集电极开路的非门SN74AHC05做电平匹配电路。如图3-7所示，DSP的六路PWM输出经过SN74AHC05上拉至5V，为了增强抗干扰性能，再经过一个100W的串联电阻后输入到IPM的驱动信号端口。RPH、CPH和RPL、CPL同时也构成了死区电路，延缓IGBT的开通。即使控制芯片没有死区产生电路，通过选择合适的RPH、CPH和RPL、CPL值也可以避免上下桥臂直通。在电路板的布局中，RPH、CPH和RPL、CPL要尽量靠近IPM的引脚。图3-7DSP与IPM的接口电路Fig.3-7DSPinterfacecircuitandIPM在控制器复位期间，DSP的PWM输出处于高阻状态，处理不好的话可能会导致IPM误导通，损坏IPM。为此，在SN74AHC05的输入端采用了电阻RDL进行下拉，在系统刚上电时，使IPM始终处于可靠的关断状态。IPM的错误信号输出是由一个集电极开路的电路实现的，所以错误信号输出引脚通过电阻RPF上拉到了3.3V。本课题做的控制器采用的是非隔离的驱动方式，控制部分和功率部分是共地的，即整个控制器只有一个地。采用这种驱动方式时，要注意控制器的大地隔离问题，不然可能会造成人身伤害。图3-8单相全波整流电路Fig.3-8Single-phasefull-waverectifiercircuit从电机控制电路来看，驱动器可分为隔离驱动方式和非隔离驱动方式。所谓隔离，就是控制电路与功率部分完全隔开，两者不共地，也没有直接的电连接。这种驱动方式里，PWM波采用高速光耦隔离，电流反馈一般采用HALL元件或者隔离变压器隔离。由于电机的控制质量和PWM的调制频率有关，PWM调制频率越高，控制质量改善的余地就越大。为了充分利用IGBT的开关特性，一般将PWM载波频率设为10K~20K左右；另外，驱动电路里的IGBT所要求的死区时间一般为2us至12us。因此，光耦的开关时间必须在0.5us左右。另外，大电流的HALL传感器或者隔离放大器也很贵，而且很多场合需要提供特殊的电源。所以，目前电机的驱动电路开始采用非隔离方式，就是将控制模块放到强电系统中，人机接口部分和控制部分用隔离方式通讯，保障系统的安全性。这样可以省掉6个高速光耦和HALL器件及其电源，从而大大降低成本。从可靠性来讲，两者区别并不大，除非损坏性事故，隔离系统的控制部分可能会得以保全，而非隔离系统损坏的机会增加了。在整流时，一般使用单相或三相的全波整流电路。一个典型的单相全波整流电路如图3-8所示。其中的零线一般与大地相连。对于非隔离系统，控制地G2和强电地N是连在一起的。整流桥的输入为正弦电流，在电流的上半周，D2、D3导通，电流经过D2流经负载，从D3返回零线；在电流下半周，D1、D4导通，假如G1和G2短接，D3被短路，电流可能会从G2流到N，造成短路。通常，G2和和N之间会有弱电模块，比如电脑，仿真器，控制板等。在220V强电下均可能会受到损坏。一般情况下G1和G2不会短接，但在非隔离系统中，强电地就是控制地，在实际操作中，一不小心就会将控制地接到大地上，造成事故。为了避免事故的发生，在使用非隔离系统时要注意以下几点：（1）尽量在整流桥的强电输入端使用1:1隔离变压器，把大地隔离；（2）控制器外壳和电机机壳应可靠接地；（3）在测试过程中应使用隔离大地的测试设备。本章介绍了控制器的总体结构，详细说明了电流采样和过流保护电路。对于采用单电源供电的IPM功率部分，设计了自举电路，并给出了自举电路中元件选型的依据。整个系统具有结构简单、成本低、运行可靠的特点。最后，分析了非隔离系统应用中存在安全问题的原因，并给出了相应的解决方案。4系统的软件设计采用先进控制算法的控制器能有效的提高电机运行性能，先进的控制算法大多只能由软件来实现。全数字化是交流传动系统的发展趋势，通过软件来实现驱动器的绝大部分功能可以使系统更加灵活，通过改变软件可以实现多种不同的控制功能，满足不同用户的应用需要。4.1系统软件的总体结构图4-1控制系统框图Fig.4-1Controlsystemblockdiagram为了实现第二章所提出的id=0的控制策略，采用的控制方案的框图如图4-1所示。可见相对于永磁同步电机控制系统，少了速度环和位置环，只有一个电流环控制。系统采用矢量控制，在给定转子磁链的位置和两相电流的情况下，通过PI调节，实时控制步进电机的磁场和转矩，从而就能高效率、高精度的控制步进电机。给定电流idref、iqref与反馈电流idfdb、iqfdb之差，经PI调节之后输出电压参考量Vdref和Vqref，再经PARK逆变换到α-β坐标系下，就可以获得Vαref和Vβref，以这两个量作为电压空间矢量法的输入。其中的θ角可以通过对外部的脉冲计数得到。只要θ角划分的足够细，就可以有效的抑制步进电动机的振动。低频振动是步进电机固有的缺点，由于没有位置闭环，这种只通过控制电流来控制速度的方法，不可能从根本上解决步进电机振荡和失步的问题。为防止步进电动机发生失步，开环控制时应注意以下几点：（1）选取较大的细分数，使步进电机每步只走过一个微小的步距角；（2）步进电机起动频率不能过高。在电机刚起动时，外部发低频脉冲，待电机起动以后，逐渐加快脉冲频率，直到电机达到额定转速；（3）步进电机旋转方向改变时，要先把速度降下来，再改变方向；（4）选用电机时转矩应有一定的裕量。图4-2系统软件的总体框图Fig.4-2Theoverallblockdiagramofsystemsoftware本系统所用的软件开发工具（CCS）支持汇编语言和C语言编程。为了提高程序的运行速度和效率，本系统的软件全部采用DSP汇编语言编写，并采用模块化的程序结构，以提高软件在反复调试、修改和补充过程中的效率，同时方便控制功能的进一步扩展。根据控制系统框图和前面的分析，可得系统软件的总体结构如图4-2所示，主要由以下六个部分组成：（1）系统初始化子程序；（2）主循环程序；（3）定时器T1下溢中断服务子程序；（4）捕获中断服务子程序；（5）功率驱动保护中断服务子程序；（6）掉电中断服务子程序。由于FSAM10SH60A的开关频率为15kHz，即开关周期为67us。在程序运行时间允许的情况下，开关频率越高，则控制性能就越好，所以本系统电流环的采样周期就采用了IPM的开关周期67us。从而可知定时器T1下溢中断服务子程序的调用频率为15kHz，每67us执行一次，程序中主要包括了电流检测子程序、电流调节子程序、SVPWM调制子程序、CLARK变换子程序、PARK变换子程序、PARK逆变换子程序以及系统的监测和故障处理模块等。图4-3系统初始化程序流程图Fig.4-3Systeminitializationprocessflowdiagram系统初始化子程序系统初始化子程序的流程图如图4-3所示，它用来完成控制器的一些变量的初始化和系统的初始化。变量的初始化指的是各个变量相对应的存储单元的初始化赋值。系统的初始化是指DSP正常工作之前的初始化，如设置系统时钟，外部有源晶振输出时钟为10MHz，在DSP内部经4倍频后得到系统时钟为40MHz；设置事件管理器模块，初始化各个定时器，设置比较模式和死区时间；A/D采样初始化等。初始化之后，程序进入主循环程序，等待中断的发生。根据前面分析，由于FSAM10SH60A采用自举电路驱动，为了让IPM能正常工作，在DSP系统初始化之后就应该让IPM上桥臂三个IGBT关断，下桥臂三个IGBT导通，立即对自举电容充电。电流零点自检是实现电流检测电路的校准，提高A/D采样的精度。电流采样电路可能存在零偏现象，即当测量电流为零时，采样电路也会输出一个失调电压值，因此需要对其进行补偿。在自举电容充电阶段，逆变器上桥臂三个IGBT一直处于关断状态，电机相电流为零，此时对B、C两相进行采样，每相各采样512次，取其平均值，分别作为B、C两相采样电流的零偏值。在系统运行时，从电流采样值中减去各自的零偏值，获得实际电流的测量值，从而达到了很好的补偿效果，提高A/D采样的准确性。定时器T1下溢中断服务子程序定时器T1是整个系统运行的时间基准，T1下溢中断服务子程序是系统软件设计的核心内容，整个软件系统的绝大部分都在定时器T1下溢中断服务子程序中完成。程序流程图如图4-4所示。中断程序首先根据DSP相应I/O的状态，判断是否允许电机运行，不允许，则直接返回。若允许电机运行，则进行B、C两相电流采样，进而进行CLARK变换、PARK变换、PI调节、PARK逆变换等一系列运算。其中PARK变换和PARK逆变换用到的转子位置角θ是通过捕获中断服务子程序计算得到的。捕获中断服务子程序步进电机的位置和速度是由外部输入的脉冲信号来控制，外部每输入一个脉冲，步进电机就旋转一个步距角，脉冲的频率改变同时会使步进电机的转速改变，控制外部脉冲的个数，就可以使步进电机精确定位。本控制器有两种信号输入模式：双脉冲方式和脉冲/方向模式。外部脉冲输入通过光耦隔离后接到DSP的CAP1和CAP2的引脚，外部每发一个脉冲，就会发生一次捕获中断，在中断程序中将转子位置角θ加一个细分步距角。此中断服务程序比较简单，在此就不列出其流程图。功率驱动保护中断服务子程序TMS320LF2403A具有一个功率驱动保护中断输入引脚（PDPINTA），当该引脚有效（低电平）时，事件管理器A的PWM输出引脚将被自动置为高阻态，如果设置了允许功率驱动保护中断，则同时会发生中断。在应用中，把过压、过流和IPM的错误信号经过处理后连接到此脚。当发生故障时，6路PWM波被封锁，IPM将被关断，同时发生中断。由于对功率器件的保护由硬件自动完成，所以在功率驱动保护中断服务子程序中只需要再做一些附加的保护工作即可，如把电流给定置为0、清除PI调节器的累积积分、把电机运图4-4定时器T1下溢中断服务子程序流程图Fig.4-4TimerT1underflowinterruptserviceroutineflowchart行软件使能信号置为“否”，使错误指示灯闪烁，提示有故障发生。系统掉电保护中断服务子程序掉电保护中断服务子程序的作用就是在系统非正常掉电的时候，将系统的位置信息、主脉冲序数等保存进EEPROM芯片X25040中，并且写入非正常关机的信息，以备再次上电的时候恢复当前信息。4.3PID调节器的原理及数字化实现本控制系统的电流调节器采用了经典控制理论中简单、实用的PID算法。由于PID调节器中的微分环节对噪声比较敏感，所以控制系统的软件中令微分时间常数TD＝0，即只采用了PI调节。图4-5PID控制系统的原理框图Fig.4-5BlockdiagramofPIDcontrolsystem如图4-5所示，PID控制器是一种线性控制器，它根据给定值r(t)与实际输出值c(t)构成偏差e(t)，再将偏差e(t)的比例、积分和微分通过线性组合构成控制量，对被控对象进行控制，故称为PID控制器。其控制规律为：U(t)=Kp[e(t)+dt+TD](4-1)式中，KP为调节器比例增益，TI为调节器积分时间常数，TD为微分时间常数。PID控制器中比例调节器的作用是对偏差做出瞬间快速反应，偏差一旦产生，调节器立即产生控制作用使控制量向着减小偏差的方向变化。控制作用的强弱取决于比例系数KP，增大KP，将加快系统的响应速度，有利于减少静差。但过大的比例系数会使系统有较大的超调，并可能产生振荡，使稳定性变坏。积分调节器的作用是把偏差积累的结果，作为它的输出。在调节过程中，只要偏差存在，积分调节器的输出就会不断增大，直到偏差e(t)等于0，输出u(t)才能维持某一常量，使系统趋于稳态。积分调节虽然可以消除静差,但会降低系统的响应速度，增加系统输出的超调。微分控制器的作用是阻止偏差的变化，偏差变化越快，微分调节器的输出也越大。因此微分作用的加入有助于减小超调，克服振荡，使系统趋于稳定。但微分环节对噪声有敏感的反应，所以在电机控制中，一般不加入微分环节，只采用PI调节器。上面介绍的是模拟PID控制器的原理，采用数字控制时要把控制器中相应的量进行离散化，数字控制是一种采样控制，只能根据采样时刻的偏差值计算控制量，进行离散控制。设采样周期为T，用离散采样时刻iT代替连续时间t，则积分和微分可以分别用下面两式表示：dt=(4-2)(4-3)将式（4-2）和式（4-3）带入式（4-1）得PID调节器的数字化表示为：u(k)=Kp[e(k)++(e(k)-e(k-1))](4-4)式中u（k）、e（k）、e（k-1）分别为第k次采样时刻的计算机输出值、输入的偏差值和k-1时刻的输入偏差值。相应的可得k-1时刻的输出值为：u(k-1)=Kp[e(k-1)++(e(k-1)-e(k-2))](4-5)式（4-4）减去式（4-5）可得：u=u(k)-u(k-1)=d0e(k)+d1e(k-1)+d2e(k-2)(4-6)u(k)=u(k-1)+u(k)(4-7)式中do=kp(1+T/TI+TD/T),d1=-K1(1+2*TD/T),d2=kP*TD/T。由于一般计算机控制系统采用恒定的采样周期T，一旦确定了PK、IT、DT，只需要使用前三次测量值的偏差，即可以由式（4-6）求出控制量的增量∆u(k)、再由式（4-7）求出实际的控制量。这就是增量型PID算法，它无累加计算，可以自动改善积分饱和影响，减小超调，缺点是积分截断误差大，有静差。该算法只需要记录本次偏差和上一次的偏差，可见其计算量很小，所以比较适合数字PID控制。4.4数字PID控制算法的改进具有积分作用的PID调节器，只要被调量和给定值之间有误差，其输出就会不停的变化。如果由于某种原因，误差一时无法消除，调节器就要不停的校正这个误差，结果很容易造成积分饱和，严重时还会导致处理器溢出。因此实际应用中必须采取一定的改进措施避免出现积分饱和现象，如采用积分分离、遇限削弱积分、梯形积分、消除积分不灵敏区等。遇限削弱积分法遇限削弱积分法的基本思想是，当控制量进入饱和区后，只执行削弱积分项的累加，而不进行增加积分项的累加。在计算前，先判断是否超过限制范围，若已经达到了最大限定值，则只积累负误差；若已经达到了最小限定值，则只积累正误差。这种方法可以避免控制量长时间停留在饱和区，从而改善控制系统的性能。其控制算法框图如图4-6所示。图4-6遇限削弱积分PID算法程序流程图Fig.4-6WeakenthecaseoflimitedintegrationprogramflowchartofPIDalgorithm积分分离法积分分离法的基本思想是当输入误差的绝对值大于某个门限值ε时，不做积分调节，只做比例调节，避免PI调节器深度饱和，同时有利于PI退饱和。当输入误差较小时，才引入积分作用，以消除静差。其控制算法框图如图4-7所示。图4-7积分分离PID算法程序流程图Fig.4-7IntegralSeparationPIDalgorithmprogramflowchart空间电压矢量PWM（SVPWM，也称磁通正弦PWM），英文全称为SpaceVectorPulseWidthModulation。它是从电动机的角度出发，着眼于如何使电动机获得幅值恒定的圆形旋转磁场，即正弦磁通的一种PWM调制方式。它以三相对称正弦波电源供电时交流电动机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准磁通圆，从而达到较高的电机运行特性。与传统的电流控制方法相比，SVPWM在输出电压或电机绕组的电流中都将产成较少的谐波，提高了对电压源逆变器直流供电电压的利用效率。可以证明，三相电压源型逆变电路采用空间矢量控制时直流电压利用率不小于0.707，而采用SPWM调制时的直流电压利用率不大于0.612，所以本系统采用了空间矢量调制，以提高混合式步进电机在高速时的出力。作为矢量控制中比较重要的概念，将SVPWM单独提出，介绍其调制原理与数字化实现，并说明了其相对于传统SPWM的区别以及优点，相应的程序流程图也在本节给出。图4-9三相电压源型逆变器的典型结构图Fig.4-9Three-phasevoltagesourceinvertertypicalchart图4-9三相电压源型逆变器的典型结构图图4-9为三相电压源型逆变器的典型结构图。图中，Va、Vb、Vc是逆变器的电压输出，Q1到Q6是6个功率开关器件，它们分别被a、a‘、b、b‘、c、c‘这6个控制信号所控制。当逆变器上半部分的一个功率器件开通时，即a、b、c为“1”时，与它们相对应的下桥臂的功率器件就关断，即a‘、b‘、c‘就为“0”。Q1、Q3、Q5这三个功率器件的开关状态，即a、b、c为0或1的状态，将决定Va、Vb、Vc三相输出电压情况。逆变器输出的线电压矢量[Vab，Vbc，Vca]T和相电压矢量[Van，Vbn，Vcn]T和开关变量矢量[a，b，c]Vab1-10aVbc=Vdc01-1b(4-8)Vca-101cVan2-1-1aVbn=Vdc-12-1b(4-9)Vcn-1-12c表4-1不同开关矢量对应的逆变器的电压输出值Table4-1differentinverterswitchingvectorcorrespondingtothevoltageoutputcbaVanVbnVcnVabVbcVca0000000000012Vdc/3-Vdc/3-Vdc/3Vdc0-Vdc010-Vdc/32Vdc/3-Vdc/3-VdcVdc0011Vdc/3Vdc/3-2Vdc/30Vdc-Vdc100-Vdc/3-Vdc/32Vdc/30-VdcVdc101Vdc/3-2Vdc/3Vdc/3Vdc-Vdc0110-2Vdc/3Vdc/3Vdc/3-Vdc0Vdc111000000式中Vdc是电压源逆变器的直流供电电压，或者称为直流母线电压。不难看出，因为开关变量矢量[a，b，c]T只可能有8个不同的组合值，故其输出的相电压和线电压也只有8种对应的组合。开关变量矢量[a，b，c]T与输出的线电压和相电压的对应关系如表4-1所示。在该表中Van、Vbn、Vcn分别表示逆变器输出的三个相电压，Vab、Vbc、Vca分别为逆变器输出的三个线电压。由CLARKE变换，可得逆变器的三相线电压在(α,β)坐标系下的形式为：Vs=Van(4-10)Vs=(Van+2Vbn)/表示为矩阵形式为：Vs1-1/2-1/2Van=Vbn(4-11)Vs0/2-/2Vcn表4-2开关矢量与电压矢量对应关系表Table4-2switchingvectorandvoltagevectorcorrespondingrelationshiptablecbaVsVsVector00000O0