单相并网逆变器的低谐波调制方法改进设计和实现 电气工程管理专业

3.3单相并网逆变器的低谐波调制方法改进设计逆变器的主要使用目的是实现从直流电到交流电的转变过程，它的工作过程是利用不同的PWM调制算法来控制相关的半导体器件的导通或者是截止，在这些算法当中，SPWM这一调制方法能够最终实现输出正弦交流电的目的。在逆变电路的调制方法中，较为常见的是单极性单相SPWM和双极性的单相SPWM，前者存在零振荡的问题，而后者则会在加入死区时间后出现波形畸变十分严重的问题。所以，为了避免上述两种方法存在的问题，本文的研究中采取了单相空间矢量PWM(SⅤPWM)这种方法来实现逆变电路的调制过程。这种方法能够在很大程度上实现输出波形谐波含量的降低。还有一点，在电压源型逆变器中，需要加入死区时间，主要原因在于需要避免在同一个桥臂出现上下两个开关直通的现象。考虑到传统的对死区时间的增加会使输出电压电流谐波含量有所增加，产生波形畸变的情况，采用新的方法加入死区时间，即将可变的死区时间加入到一个单相的SⅤPWM调制矢量中，通过这一方法来减少波形畸变。3.3.1单相SVPWM原理下图3.3即为单相电压源逆变电路的示意图，图中的指的是中路的输出电压，其中的四个开关S1、S2、S3和S4共同构成H型逆变桥的主要结构，a、b两点的含义是交流侧输出，电感和电容C组成输出LC滤波电路，然后输出正弦交流电。3.3.2传统死区加入SVPWM方法3.3是传统的单相逆变电路的结构示意图，由图可知，同一桥臂上有两个开关，这两个开关在同时导通的时候，就和直流电路中的短路情况类似，这种情况下，会产生很大的短路电流，最终的结果就是导致开关的烧毁。图3.4中则显示了在理想状态下SVPWM会出现的波形，可以从图上看出，同一桥臂上的开关，基本也是同时发生变化的，但是在现实状况下，由于开关，信号上的差异，很有可能出现延迟等现象，所以，死区时间的加入是很有必要的。3.4中展示了传统增加死区时间的方法，其中的死区时间用来进行表示，这是一种通过延迟同一桥臂上开关管Sl和s3的导通，来实现提前S1和S3截止的方法，加入死区时间后，就能够避免同时导通造成的开关烧坏的现象，此时有效矢量的作用时间T。和零矢量的作用时间To分别为（3.8）从式(3.8)中，我们可以发现，如果说每个开关周期的有效矢量的作用时间T,减小了一个固定值，那么，输出的波形就会出现振幅减少的情况。而我们从调制波的周期上来看，则会发现Ti的变化规律出现了严重的非线性改变，属于严重畸变，同时，这种畸变发生最为严重的区域便是零点附近，我们把死区时间设为1微秒，然后进行Matlab仿真，结果可以发现如果按照这种方式加入死区时间，那么最终的正弦波谐波含量也会很高，THD=4.89%，如图3.3.3低谐波死区时间加入SVPWM传统方法加入死区时间存在很大的缺陷，比如会出现畸变，而通过把死区加入到零矢量这样的方法，能够实现传统方法出现的弊端，当交流处输出为正时，开关S1和S4是导通的状态，所以在这个时候S1和S4的脉冲宽度是不变的，同时，S2和S3可以发生改变，比如这个时候S2可以提前关段并延迟导通，S3的状态和S2刚好相反。同理当交流处输出为负时，两桥臂上的开关状态发生互换。图2.19中显示了将死区时间添加到零矢量之后出现的波形。有效矢量作用时间和零矢量作用时间为从这个计算时钟，我们可以发现，如果不去改变每个周期的，即有效矢量作用时间，那么对于嘴周输出的波形的幅度就不会有太大影响；与此同时，如果这样控制那么有效矢量的变化也不会影响到波形，2.14中也表明，在这些状态下，虽然输出电压为0，但是和正常的零矢量相比起来直流输入源和输出的LC滤波电流之间还是存在一定差异的，这些变化的出现，事实上是一种系统的非线性因素，而且，如果把固定的死区时间改变为可以发生大小变化的死区时间，那么就可以很有效的减少甚至消除这些系统的非线性因素，最终能够达到减少谐波含量的目的。我们将死区时间规定为:在上式中，n代表的是加入的死区时间和有效矢量时间之间做比例的值，加入了死区时间后，我们可以发现，波形图和2.19Ca)是一致的，然后我们可以通过计算得出有效矢量的作用时间T;和零矢量的作用时间To一般意义上来讲，设定死区时间为2微秒，在这里规定n为30，开关的频率是10kHz，所以，我们可以设这里的最大死区时间△d为3.3微秒。在这个时候，我们使用Matlab进行仿真，最终得出正弦波信号的谐波含量THD=0.33%，这个结果如图2.19（b），这和没加入死区时间的仿真的输出结果十分接近，也最终证明了这种死区加入方法能够对谐波含量的减小产生很好的效果。3.3.4SVPWM的FPGA实现微电网的运行模式有两种，一种是并网运行模式，另一种则是孤岛运行模式，这样一来，调制信号如果不能够很好地进行调整，对于正弦波的频率，相位等方面，就不能够实现很好的调节。所以，要照顾对于不同模式的需要，就应当实现调制信号可调节性的提升。在本文中，采用FPGA来进行编程，恰好能够解决这一问题。控制框图如下：在上图中，频率和相位分为两种不同的功能，这是由于系统的运行模式不同所决定的，当系统处在并网运行的情况下时，就将锁定的频率和相位设置为电网电压的频率和相位，而在系统处于独立运行的阶段时，FPGA在内部生成参考频率以及参考的相位，输出的和内部的高速时钟频率和开关频率值比，直接会影响到开关周期，而则指的是相位的相关信息，输出正弦波的频率最终会受到开关频率的影响，可以发现，如果输出频率在40.9~50.5Hz范围内变化时，开关频率变化为9.9-10.1kHz，不会很大程度的影响到滤波设计。有效矢量计算模块则根据、读表得到的正弦和调制因子m急速那有效矢量的时间。针对单相电压源型逆变电路，空间矢量PWM控制器有四路输出，分贝为，这显示了PWM调制信号在每个开关周期中所处的位置信息。而中心对称SVPWM调制信号则采用另外一种方式，即计算器的方式来实现，每一个开关周期内，都有计数器进行计数操作，连续递增，然后直到达到某个规定值到了这个值之后，清零，重新计数，如此循环往复，形成一个锯齿波载波。如果技术其能够和寄存器想适应，就能够形成一个锯齿波载波。示意图如图2.21所示。如果不考虑死区时间的加入，那么可以得到两种不同的控制信号，这样的计算较为简单，同种匹配点有两个，一个是脉宽的起始点，另一个则是它的结束点。使用本文所提出的加入死区时间的方法，在的区间内，能够计算出对应输出电压正半轴的4路脉宽起始点：在区间内将对死区时间的操作对应到上，能够算出对应输出电压负半轴的4路脉宽起始点。根据式2.27计算，输出时对S2和S4取反，可以方便的利用可变单相SVPWM调制波形。3.4电压电流双闭环并网控制策略逆变器并网控制的方法是既使用电压又使用电流进行控制，形成双闭环结构，通过使用直流电压稳定输出的电压振幅，通过使用并网电流环，控制逆变器输出的正弦电流满足要求。3.4.1直流侧电压控制我们针对新能源的发电，使用的新的电网并网逆变器，前段一般是使用DC/DC变换器进行最大功率跟踪的算法，由于对于电压缺乏控制，会导致逆变器直流输入并不能够稳定地进行。所以，基于这种情况，设计了一个DC侧的电压控制回路，这一回路能够实现能量上的平衡，稳定逆变器电压输出，为并网电流环提供电压的幅值参考，除此之外，还使用了PI实现控制，控制图如图3.7。具体的PI控制是这样进行的，先比较直流侧电压，和参考直流侧电压，然后将作差比较的差值输入到PI控制器，最终得到需要的输出电流的参考幅度，这个值将会被输入到电流环中，最终实现对于系统的作用。3.4.2并网电流控制并网电流环对于逆变器来讲是非常关键的环节，他的工作好坏，决定着逆变器并网电流的质量好坏，并网电流控制能够通过电压的信号来计算电网频率等参数，并且通过这些参数来得到瞬时电流参考信号。在本文中，使用SVPWM调制信号来实现并网电流的调整，最终的控制框图如图3.8所示。为了降低电压扰动的影响，可以利用电流环的快速调整，一般采用单独的电流环进行控制，也能够使用电网电压前馈的方法，或者是电流环控制贴着的方法来实现其功能。下图中显示的是逆变器并网控制的原理图，图中是为流环输出的电流，是微电网的电压，通过锁相环基三当前的行为信息，并参考幅值得到，与实际比较，差值传入比例控制器P。3.4.3双环并网控制系统如图所示，这个控制结构称作是是双环并网控制系统，其中对于未知的控制采用的是直流电压控制环，交流电流控制环这两种。3.5抗干扰数字锁相环设计要想实现逆变器的并网控制，其中非常重要的一个步骤就是并网电流环，并网电流环的进度受到多方面因素的影响，比如说典雅的频率，相位计算的准确度等等，而电压作为一个易变因素，很容易受到一些因素的影响而发生改变，数字锁相环的精度如果受到影响，则会造成很严重的后果，因此，本文针对这种情况提出了一种能有效够抗干扰的锁相环设计方法，对于逆变器控制研究具