ch5.数字信号基带传输系统

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第5章

数字信号基带传输基带传输系统2噪声源信源信道编码信源编码调制器信道解调器信宿信道译码信源译码内容数字基带传输系统构成数字基带信号常用码型数字基带信号功率谱数字基带传输中码间串扰无码间串扰基带传输系统噪声对传输性能的影响眼图时域均衡部分响应系统345.1数字基带传输系统构成数字基带传输和数字频带传输数字基带信号来自数据终端的原始数据信号，或者模拟信号经数字化处理后的数字信号；频谱都是从零频或零频附近开始，其功率主要集中在一个有限的频带范围内。数字基带传输不经过调制直接进行数字信号的传输称为数字信号的基带传输。一般要进行信道编码（将基本码型编码成在比较适合在信道上传输的线路码型——在广义的调制含义下成为编码调制，与之对应的称为载波调制（狭义的调制）。）数字频带传输经过调制，利用载波传输调制后的频带信号称为数字信号的频带传输。5基带传输系统6脉冲形成器输入发送滤波器定时脉冲输出信道信号形成器信道接收滤波器抽样判决器同步提取恢复原来基带信号

将原始二进制序列变换成比较适合信道传输的码型，并提供同步定时信息将输入的矩形脉冲变换成适合信道传输的波形

常为有线信道会引入噪声滤除带外噪声，对信道特性进行均衡基带传输系统中的波形785.2数字基带信号常用码型数字基带信号码型设计原则码型中低频、高频分量尽量少。码型中应包含定时信息，以便定时提取。码型变换设备要简单可靠。码型具有一定检错能力，若传输码型有一定的规律性，就可根据这一规律性来检测传输质量，以便做到自动检测。编码方案对发送消息类型不应有任何限制，适合于所有的二进制信号。这种与信源的统计特性无关的特性称为对信源具有透明性。低误码增殖，误码增殖是指单个数字传输错误在接收端解码时，造成错误码元的平均个数增加。从传输质量要求出发，希望它越小越好。高的编码效率9数字基带信号码型分类二元码三元码多元码基本码型(a)单极性码(b)双极性码(c)单归零码(d)双归零码(e)差分码线路码型1.AMI码(传号交替反转码)2.HDB3码(3阶高密度双极性码)3.双相码4.CMI码(传号反转码)5.nBmB码6.多电平码二.基本码型(分类)在数字基本传输中，基本码型一般用于设备内部和近距离的传输，或用作过渡码型，一般不用做通信信道上的信号传输（采用线路码）。极性单极双极归零不归零单极不归零双极不归零归零单极归零双极归零差分编码归零（RZ）：占空比<1；常用半占空波形（=50%）单极双极不归零单极不归零a双极不归零b归零单极归零c双极归零d差分编码e基本码型基本码型波形图13

基本码型波形图14码型变换:把信码变换成适合在信道中传输的码型（简称线路码或传输码）主要目的:改变信号的功率谱形状或成分，以适应基带传输的要求选码原则:无直流分量，且低频分量小；含有同步（定时）信息；功率谱主瓣窄，以节省传输频带；具有一定的宏观检错能力；编译码简单。几种常用的线路码：AMI码、HDB3码、双相码、CMI码、nBmB码和多电平码三.线路码型基本码线路码(传输码)码型变换/线路编码数字基带调制1．AMI码（传号交替反转码）编码规则：将信码中的“1”交替编成“+1”和“−1”，而“0”保持不变。例如：

信码：

10000

10000110000000011…AMI码：+10000−10000+1-100000000+1−1…注：AMI码的波形是三电平（正、负、零）的半占空归零码波形。应用：AMI码是北美电话系统中时分复用基群的线路接口码型。缺点：当信码出现连“0”串时，不利于定时信息的提取。解决：扰码；采用HDB3码。优点：无直，且高、低频分量少；具有宏观自检能力；编译码电路简单。传号交替反转码(AMI码)(三元码）特点等概时无直流，且零频附近的低频分量小。即使收到的码元极性完全相反，也能正确判决。只要进行全波整流就可以变为单极性码。如果AMI码是归零的，变为单极性归零后就可提取同步信息。17(a)2．HDB3码（3阶高密度双极性码）HDB3码：3阶高密度双极性码它是AMI码的一种改进型，改进目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点，使连“0”个数不超过3个，有利于定时信息的提取。编码规则：（1）检查消息码中“0”的个数。当连“0”数目小于等于3时，HDB3码与AMI码一样，+1与-1交替；（2）连“0”数目超过3时，将每4个连“0”化作一小节，定义为B00V，称为破坏节，其中V称为破坏脉冲，而B称为调节脉冲；（3）V与前一个相邻的非“0”脉冲的极性相同(这破坏了极性交替的规则，所以V称为破坏脉冲)，并且要求相邻的V码之间极性必须交替。V的取值为+1或-1；（4）B的取值可选0、+1或-1，以使V同时满足（3）中的两个要求；（5）V码后面的传号码极性也要交替。HDB3码(三元码)----编码原理当出现4个或4个以上的连“0”时，则将每4个连“0”串的第4个“0”变换成“1”码。这个由“0”码变换来的“1”码称为破坏脉冲，用符号V表示；而原来的二进制码“1”码称为信码，用符号B表示。当信码序列中加入破坏脉冲以后，信码B和破坏脉冲V的正负极性必须满足以下两个条件。B码和V码各自都应始终保持极性交替变化的规律，以便确保输出码中没有直流成分。V码必须与前一个信码同极性，以便和正常的AMI码区分开来。但是当两个V码之间的信码B的数目是偶数时，以上两个条件就无法满足，此时应该把后面的那个V码所在的连“0”串中的第一个“0”变为补信码;如果两V码之间的B码数目是奇数，就不用再加补信码.19例:HDB3码20例AMI与HDB3：消息码：1000010000110000000011AMI码：-10000+10000-1+100000000-1+1HDB3码：-1000–V+1000+V-1+1-B00–V

+B00+V-l+1其中的

V脉冲和

B脉冲与

1脉冲波形相同，用V或B符号表示的目的是为了示意该非“0”码是由原信码的“0”变换而来的。AMI与HDB3的功率谱应用：ITU建议HDB3码作为A律PCM-TDM四次群以下的线路接口码型。HDB3译码译码的关键是寻找破坏脉冲（V码）。若3连“0”的前后非零脉冲同极性：“000V”形式，译为“0000”；若2连“0”的前后非零脉冲同极性：“B00V”形式，译为“0000”。消息码：1000010000110000000011AMI码：-10000+10000-1+100000000-1+1HDB码：-1000–V+1000+V-1+1-B00–V

+B00+V-l+13、双相码(分相码、曼彻斯特Manchester)编码规则:特点：双极性非归零码，无直，含有丰富的定时信息，编码简单。缺点：占用的频带宽度加倍了。应用：适用于数据终端设备上近距离传输。信息码01双相码0110对应波形

相位的一个

周期方波0相位的一个周期方波曼彻斯特编码26差分曼彻斯特编码IEEE802.5standard4.密勒码密勒码编码规则：“1”码用码元持续中心点出现跃变来表示，即用10或01来表示，如果是连“1”时则须交替。“0”码有两种情况单个“0”时，在码元持续时间内不出现电平跃变，且与相邻码元的边界处也不跃变；连“0”时，在两个“0”码的边界处出现电平跃变，即00和11交替。275.CMI码（传号反转码）编码规则：“1”——“11”和“00”交替；“0”——“01”。特点：双极性非归零码，无直；从它的下跳沿可直接提取位定时信号；不会出现3个以上的连码，这个规律可用来宏观检错。应用：PCM四次群采用的线路接口码型；速率低于8.448Mitb/s的光纤传输系统中。波形和功率谱：6.nBmB码双相码和CMI码均可视为lB2B码，它们都是将1位二进制符号转换成了2位二进制码元，因此传输速率增加一倍，所需信道带宽加倍。nBmB码可看成是lB2B码的推广，n个二进制码组

m个二进制码组，。新码组有2m种组合，故多出（2m−2n）种组合。选出可用码组，其余为禁用码组，则可获得较好的传输性能。在光纤通信系统中，常选择m=n+1，例如5B6B码。7.多电平码特点：每个脉冲波形携载多位二进制码。例如：一种四电平码（也称2B1Q码），它的每种电平脉冲可以代表2位二进制码元.优点：在波特率一定时，可以提高比特率。应用：频带受限的高速数据传输系统中。5.3数字基带脉冲序列的功率谱一.数字基带信号的功率谱密度二.功率谱密度计算举例3132一.数字基带信号的

功率谱密度1.数字基带信号的表示

数字基带信号的模型通常采用随机过程表示。若码元宽度是Ts，则数字基带信号可表示成其中：1.数字基带信号的表示34其中：数字基带信号s(t)=稳态波v(t)+交变波u(t)稳态波v(t)35其中：交变波u(t)36其中：数字基带信号s(t)=v(t)+u(t)37数字基带信号s(t)=v(t)+u(t)38其中：2.稳态波v(t)的功率谱密度393.交变波u(t)的功率谱密度403.交变波u(t)的功率谱密度41基带信号s(t)的双边功率谱对于二进制的随机脉冲序列s(t)，设：“0”

以概率P出现；“1”

以概率（1-P）出现，则s(t)的双边功率谱Ps(f)为：fs=1/Ts－码元速率；Ts：码元宽度（持续时间）G1(f)和G2(f)分别是0—g1(t)和1—g2(t)的傅里叶变换系统可根据功率谱密度中的连续谱确定数字基带信号的带宽。 根据离散谱可以确定随机序列是否包含直流成分（m=0）及定时分量（m=±1）。对于双极性信号,当g1(t)=-g2(t)

,且P=1/2（等概）时，没有离散谱。基带信号s(t)的功率谱包含两个部分，第一部分由G1(f)和G2(f)构成，为连续谱。第二部分由于有冲激函数δ(f−mfs)，所以为离散谱；44二.功率谱密度计算举例1.单极性不归零码451.单极性不归零码当P=0.5时461.单极性不归零码当P=0.5时讨论：单极性NRZ矩形脉冲序列的功率谱若表示“1”码的波形g2(t)=g(t)为不归零（NRZ）矩形脉冲，即

其频谱函数为当f=mfs时：若m=0，G(0)=TsSa(0)

0，故频谱Ps(f)中有直流分量。若m为不等于零的整数，频谱Ps(f)中离散谱为零，因而无定时分量

单极性不归零码的功率谱密度单极性不归零随机矩形脉冲序列的波形单极性不归零波形的功率谱密度2.单极性归零码492.单极性归零码当P=0.5时m为奇数：m=0：m为偶数：有直流有离散谱无离散谱502.单极性归零码讨论：单极性RZ矩形脉冲若表示“1”码的波形g2(t)=g(t)为半占空归零矩形脉冲，即脉冲宽度

=Ts/2时，其频谱函数为当f=mfs时：若m=0，G(0)=TsSa(0)/2

0，故功率谱Ps(f)中有直流分量。若m为奇数，

，此时有离散谱，因而有定时分量（m=1时）若m为偶数，，此时无离散谱。功率谱Ps(f)变成单极性半占空归零波形的功率谱密度单极性半占空归零波形的功率谱密度单极性信号的功率谱密度单极性信号的功率谱密度分别如下图中的实线和虚线所示3.双极性码

543.双极性码

不归零时：归零时：无直流无离散谱553.双极性码不归零时：归零时：讨论：讨论：若g(t)是高度为1的NRZ矩形脉冲，那么上式可写成

若g(t)是高度为1的半占空RZ矩形脉冲，则有双极性信号的功率谱密度曲线双极性信号的功率谱密度曲线如下图中的实线和虚线所示设P=1/2（等概），求单、双极性非归零（NRZ）矩形脉冲序列和单、双极性归零（RZ）矩形脉冲序列的功率谱。结论二进制基带信号的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数G1(f)和G2(f)

。时间波形的占空比越小，占用频带越宽。若以谱的第1个零点计算，NRZ(

=Ts)基带信号的带宽为BS=1/=fs；RZ(

=Ts/2)基带信号的带宽为BS=1/=2fs。其中fs=1/Ts，是位定时信号的频率，它在数值上与码元速率RB相等。单极性基带信号是否存在离散线谱取决于矩形脉冲的占空比。单极性NRZ信号中没有定时分量，若想获取定时分量，要进行波形变换；单极性RZ信号中含有定时分量，可以直接提取它。“0”、“1”等概的双极性信号没有离散谱，也就是说没有直流分量和定时分量。5.4数字基带传输中码间串扰一.码间串扰的概念二.码间串扰的数学分析三.码间串扰的消除60引言基带信号——？数字基带传输系统——直接在信道中传输数字基带信号的系统。首先要弄清两个问题，才能决定采用什么方案来构建我们的系统。《1》代表基带数字信号的矩形脉冲序列，经信道传输，接收到的还是矩形脉冲序列吗？《2》如果波形已经发生了严重形变，怎样知道它代表的是什么信息（数字）？62一.码间串扰的概念符号波形和频谱图在基带信号中，各个符号对应的波形在频域上是无限延展的。符号波形和频谱图码间干扰：无限带宽信号通过有限带宽信道等效特性为RC网络特性的基带信道输入输出波形基带信道带宽受限的，无限的频谱经过有限带宽信道传输后，符号对应波形的频谱将是有限的，这将使接收波形在时域上无限延展。由图可见，传输后的时域波形受到延展，并会对其他的符号在抽样时刻形成干扰，这种干扰称为码间干扰。发送滤波器传输信道接收滤波器抽样判决器系统x(t)y(t)δ(t)h(t)1)数字基带传输系统接收到的信号波形广义信道（包括发送设备、信道和接收设备）总的传输特性为：H(ω)=GT(ω)·C(ω)·GR(ω)并非理想传输系统，一般情况下具有低通特性。冲激响应与传输函数的关系为：H(ω)=ℱ[h(t)]输入信号与输出信号的关系为：y(t)=h(t)*x(t)对于理想低通滤波器：H(ω)=GΩ(ω)则：h(t)

=ℱ-1

[H(ω)]=ℱ-1

[GΩ(ω)]=th(t)δ(t)tttH(ω)ωωH(ω)ε(t)γ(t)Ω/2-Ω/2当矩形脉冲通过低通型滤波器传输后，脉冲会发生时延，顶部会变圆，上、下跳变沿会变缓，前后出现过冲和拖尾。并且这种情况随着通频带的变窄而严重。y(t)tωtωH(ω)H(ω)tx(t)y(t)tx(t)数字基带信号经频带受限的系统（如具有低通特性的广义信道）传输后，其波形不再是矩形脉冲序列，而是连续变化的高低起伏波峰与波谷。另外，信号在传输的过程中不可避免地还要叠加信道噪声，随机噪声进一步使波形发生变化，形成高低起伏的复杂连续波形。那么，怎样从这样的波形提取信息呢？2)从收到的波形中提取信息的三个步骤：抽样、判定、再生3)数字基带信号传输系统的组成码型变换器(脉冲形成器)——把原始基带信号变换成适合于信道传输的的码型，达到与信道匹配的目的；发送滤波器——码型变换器输出的各种码型是以矩形为基础的，发送滤波器的作用就是把它变换为比较平滑的波形，如升余弦波形等，这样利于压缩频带、便于传输；信道——信道的传输特性一般不满足无失真传输条件，因此会引起传输波形的失真。另外信道还会引入噪声n(t)，并假设它是均值为零的高斯白噪声

；接收滤波器——滤除带外噪声，对信道特性均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决；抽样判决器——传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号；同步提取：用同步提取电路从接收信号中提取定时脉冲基带系统的各点波形示意图输入信号码型变换后传输的波形信道输出接收滤波输出位定时脉冲恢复的信息错误码元数字基带传输系统的关键问题是什么？根据以上分析，在数字基带传输系统中，由于广义信道不是理想传输信道，接收到的离散信号，相邻码元波形相互叠加，各个脉冲已经连成一片。某时刻的抽样值是相邻多个码元的贡献，给正确判定原来所发信息造成困难。这个问题被称之为码间串扰。解决码间串扰问题，是数字基带传输系统的关键技术。要提高传码率，码元之间距离就更近，码元之间的相互影响就更加严重。只有很好地解决了码间串扰问题，才能保证传输的速率和质量。4)什么是码间干扰？起因：由于广义信道不是理想传输信道，输入的脉冲信号必然失真，产生较长拖尾，延伸到其它码元时段，相互叠加影响到后续码元的抽样值。定义：由于非理想传输造成相邻码元波形相互叠加，相互影响的现象称为码间干扰。危害：由于码间干扰，某时刻的抽样值并不准确的代表该码元数值，必将影响到码值判定的正确性。11101001-AA码间干扰随机噪声带限信道对基带传输信号的影响二、码间串扰数学分析基带成形网络检测脉冲调制信道抽样器判决器窄脉冲生成器发送滤波器线路编码接收滤波器抽样判断值基带成形网络检测脉冲调制信道抽样器判决器窄脉冲生成器发送滤波器线路编码接收滤波器若第k个码元的抽样判决时刻为t=kTs，则抽样值为抽样判断值(推导)77第j个码元的值其他码元值总和—码间干扰

噪声抽样判断值的构成：含码间串扰第一项是第k个码元波形的抽样值，是判定ck的依据，代表有用信号分量；第二项是其他码元波形在t=kTs时刻抽样值的和，它会干扰ck的正确判决，称作码间干扰。第三项nR(kTs)是噪声在t=kTs时刻的抽样值，与码间干扰一样也会影响ck的正确判决。79三、码间串扰的消除——奈奎斯特准则推导三.码间串扰的消除80要消除码间串扰

求和凑零无法实现波形截断困难抽样点为零我们不可能做到传输信道是无限宽的理想系统。但是考虑到矩形脉冲的响应具有振荡型的拖尾，而且每间隔一个码元周期就经过一次零点，只要在它过零的时刻抽样，就不会对相邻码元的抽样值产生影响。tTs3Ts-Ts-3Ts2Ts-2Ts怎样解决码间干扰问题？过零时刻抽样过零时刻抽样接收滤波器输出波形满足无码间干扰条件的h(t)消除码间串扰的基本思想由上式可知，若想消除码间串扰，应使由于an是随机的，要想通过各项相互抵消使码间串扰为0是不行的，这就需要对h(t)的波形提出要求。在上式中，若让h[(k-n)Ts+t0]在Ts+t0

、2Ts+t0等后面码元抽样判决时刻上正好为0，就能消除码间串扰，如下图所示：这就是消除码间串扰的基本思想。无码间串扰的条件——时域条件只要基带传输系统的冲激响应波形h(t)仅在本码元的抽样时刻上有最大值，并在其他码元的抽样时刻上均为0，则可消除码间串扰。也就是说，若对h(t)在时刻t=kTs（这里假设信道和接收滤波器所造成的延迟t0=0）抽样，则应有下式成立

上式称为无码间串扰的时域条件。也就是说，若h(t)的抽样值除了在t=0时不为零外，在其他所有抽样点上均为零，就不存在码间串扰。无码间串扰的条件——频域条件（推导过程）根据h(t)和H(

)之间存在的傅里叶变换关系：在t=kTs时，有把上式的积分区间用分段积分求和代替，每段长为2/Ts，则上式可写成无码间串扰的条件——频域条件（推导过程）将上式作变量代换：令则有d

=d

,

=

+2i/Ts

。且当

=(2i1)/Ts时，

=/Ts，于是当上式右边一致收敛时，求和与积分的次序可以互换，于是有无码间串扰的条件——频域条件（推导过程）这里，我们已把

重新换为

。由傅里叶级数可知，若F(

)是周期为2/Ts的频率函数，则可用指数型傅里叶级数表示将上式与上面的h(kTs)式对照，我们发现，h(kTs)就是

的指数型傅里叶级数的系数，即有无码间串扰的条件——频域条件在无码间串扰时域条件的要求下，我们得到无码间串扰时的基带传输特性应满足或写成上条件称为奈奎斯特(Nyquist)第一准则。基带系统的总特性H(

)凡是能符合此要求的，均能消除码间串扰。奈奎斯特第一准则基带传输函数H(ω)/H(f)应满足的条件C表示常数，Heq(f)称作等效理想低通特性。给出了基带传输系统能够以1/Ts的速率实现无码间干扰传输时其传输函数必须满足的条件，也称为奈奎斯特第一准则。奈奎斯特第一准则讨论假定基带传输系统带宽为B，符号传输速率为rs，符号间隔为Ts=1/rs,显然当f>B时，H(f)=0。分三种情况讨论如下：情况1：rs>2B无法选择H(f)确保Heq(f)=Ts!奈奎斯特第一准则讨论情况2：rs=2B,只有一种H(f)能导致Heq(f)=Ts!对应传输带宽最小的情况！奈奎斯特第一准则讨论情况3：rs<2B,有无数种H(f)的选择能导致Heq(f)=Ts!最重要的B>rs/2的基带传输系统为升余弦滚降特性频域条件的物理意义频域条件的物理意义将H(

)在

轴上以2/Ts为间隔切开，然后分段沿

轴平移到(-/Ts,/Ts)区间内，将它们进行叠加，其结果应当为一常数（不必一定是Ts

）。这一过程可以归述为：一个实际的H(

)特性若能等效成一个理想（矩形）低通滤波器，则可实现无码间串扰。

H(

)0是H(

)移位2i/Ts再相加而成的，只要检查在区间（-/Ts，

/Ts）上能否叠加出一根水平直线即可判断有无码间干扰。第一准则的物理解释例：

0P()rs=1/Ts?rs=2/Ts?

0P()rs=1/Ts?

0P()rs=1/Ts?rs=1/(2Ts)?

0P()rs=1/Ts?判断下列系统是否有码间干扰?二.理想基带传输系统99T为码元持续时间105.5无码间串扰基带传输系统一.无码间串扰基带传输系统的要求二.理想基带传输系统三.无码间串扰的等效特性四.升余弦滚降传输特性100一、无码间串扰基带传输系统的要求101

抽样点上无码间串扰或

h(t)尾部衰减快二.理想基带传输系统102h(t)的零点间隔等于T，在理论上，可以用持续时间为T的码元进行传输而无码间串扰。传输带宽：B=1/(2T)Hz传输速率:RS=(1/T)波特速率带宽比:RS/B＝2Baud/Hz【例5-1】某基带系统的频率特性是截止频率为1MHz、幅度为1的理想低通滤波器。（1）求此基带系统无码间串扰的码速率。（2）设此系统传输信息速率为3Mbps，能否无码间串扰传输？103104三.无码间串扰的等效特性理想低通滤波器在实际中是不可能存在的频域上无法实现矩形幅度特性滤波器。即使能实现，也要求有一个非常精确的抽样点，如果稍微偏离，码间干扰将急剧增加。105思考:什么样的滤波器可以满足无串绕要求，而且又能实现呢？三.无码间串扰的等效特性106

奈奎斯特1928年给出了一条解决途径，他证明了为得到无码间串扰的传输特性，系统传输函数不必为矩形，而容许是具有缓慢下降边沿的任何形状。

－－称为奈奎斯特准则。要求：即：在（，）区间内能叠加成一个矩形频率特性，四.升余弦滚降传输特性1071滚降系数：升余弦滚降：四.升余弦滚降传输特性108

【例5-2】1091105.6噪声对传输性能的影响一.发“0”码时判决器输入端信号x(t)分布二.发“1”码时判决器输入端信号x(t)分布三.误码率计算四.单极性情况时的误码率1115.6噪声对传输性能的影响112发“0”码发“1”码设二进制信号波形为双极性:

一、发“0”码时判决器输入端信号x(t)分布

是零均值的高斯噪声，概率分布为：二.发“1”码时判决器输入端信号x(t)分布113在发“0”码时误判为“1”码，P(1/0)；误码的两种情况：

在发“1”码时误判为“0”码，P(0/1)；三.误码率计算114四.单极性情况时的误码率115发“0”码发“1”码比较:【例5-3】116解:5.7眼图(估计系统性能的实验手段)

观察方法：把示波器跨接在抽样判决器输入端，调整示波器的水平扫描周期=接收码元的周期。

眼图示例：（a）为无码间串扰ISI的情况，其眼图是线迹细而清晰的大“眼睛”；（b）为有码间串扰ISI的情况，其眼图线迹杂乱,“眼睛”张开度小,且眼睛不端正。

眼图模型眼睛张开最大的时刻为最佳抽样时刻。眼眶的斜率反映对定时误差的灵敏度。斜率越大，越易受定时误差的影响。阴影区的垂直高度表示在抽样时刻上信号幅度的畸变程度，也称抽样失真。图中央的横轴位置对应于判决门限电平。抽样时刻上，上下两阴影区的间隔距离之半为噪声容限，若噪声的瞬时值超过它就可能发生错判。眼图模型1195.8时域均衡一.概述1.均衡器的用途——减小码间串扰。2.均衡器的种类：频域均衡器:使系统总传输特性满足奈奎斯特准则；时域均衡器:横向滤波器。120由于有误差，所以

有ISI。插入均衡器

，使得

满足奈奎斯特第一准则，则

在抽样时刻上无ISI。减小码间串扰的措施—均衡均衡目的：消除或减小码间串扰（ISI）。均衡原理：频域均衡——从频域上补偿系统的频率特性，使包括均衡器在内的基带系统的总特性满足奈奎斯特第一准则。时域均衡——直接校正失真的响应波形，使包括均衡器在内的整个系统的冲激响应满足无ISI的时域条件。1.时域均衡概念1222.时域均衡实现123可用矩阵形式表示为：

2.时域均衡实现—迫零法124【例5-4】1255.9部分响应系统部分响应系统解决的问题：理想矩形传输特性：最高频带利用率（带宽最小），但不能物理实现，输出波形“尾巴”振荡过大、过长；滚降特性：可以实现，输出波形“尾巴”减小，但带宽增大，频带利用率降低了部分响应特性：可以解决上述矛盾。126一.第I类部分响应系统原理127一.第I类部分响应系统原理128抽样脉冲由图可知：则在抽样时刻上会发生串扰，当前码元的样值将受到前一码元的相同幅度样值的串扰，但与其它码元间不发生串扰，

一.第I类部分响应系统原理129产生的问题：误码扩散二.实用的第I类部分响应系统130预编码：相关编码：收端解码：判决规则：二.实用的第I类部分响应系统131原理图：组成框图：三.部分响应的一般形式132无预编码三.部分响应的一般形式133有预编码小结1.码型编码①最基本二元码的数字基带波形:最基本的数字基带波形分别是单极性NRZ、双极性NRZ、单极性RZ、双极性RZ和差分码。单极性波形有直流，且接收端判决电平不固定，因而应用受限。双极性波形等概时无直流，且接收端判决电平固定为零，因而应用广泛。与NRZ相比，RZ码波形的主要缺点是带宽大，主要优点是位与位之间易于分清，尤其是单极性RZ码波形存在fs离散分量，可用于位定时。差分码的特点是，即使接收端收到的码元极性与发送端完全相反，也能正确进行判决。134小结1.码型编码②常用的1B2B码:常用的1B2B码有Manchester码、Miller码、CMI码、DMI码，它们都是把1位二进制码变换成2位二进制码。它们都有无直流、同步信息丰富等优点，但它们的缺点是码元传输速率增加一倍，因此所需信道带宽也要增大。135小结1.码型编码③常用的1B/1T码:常用的1B/1T码有AMI码、HDB3码，它们都是把1位二进制信码变换成1位三电平取值的码。这三种码型都有无直流的特点，而且同步信息丰富，但AMI的缺点是连“0”码过多时提取定时信息困难，HDB3码的缺点是编码比较复杂。④多进制码:多进制码是用一个码元去代表一组二进制码，在码元速率相同，即其传输带宽相同的情况下，可提高信息传输速率136小结1372.基带信号功率谱。二进制基带信号功率谱包括连续谱和离散谱两部分：连续谱可用于决