课件成果邮电

工作思路和方案（怎么做理和理解DQPSK调制技术的流程与各个步骤的具体实现过程，打好理论基工作思路和方案（怎么做理和理解DQPSK调制技术的流程与各个步骤的具体实现过程，打好理论基DQPSKMatlabVerilogHDLFPGA相关知识，为编签字 2015年3月30西安邮电大学毕业设计(论文)成绩性女学西安邮电大学毕业设计(论文)成绩性女学 指导教师(签字 年月见 年月 年月意 (％)学院答辩委员会主任(签字 年月目摘 引 1绪 目摘 引 1绪 2DQPSK调制解调的原理分 DQPSK调制的特 QPSK调 DQPSK调 DQPSK信号的调 DPQSK信号的解 3DQPSK调制解调系统设 3.1系统设计及仿 4DQPSK调制解调的FPGA实 5DQPSK调制解调的硬件设 5.1AD和DA模 AD模 DA模 5.2FPGA简DA模 5.2FPGA简 6结 7致 8参考文 摘一直引领者科研的投入。DQPSK属于线性窄带数字调制技术，在现如今的广播系统摘一直引领者科研的投入。DQPSK属于线性窄带数字调制技术，在现如今的广播系统DQPSK本课题针对DQPSK调制解调模块的硬件设计而开展相关的科学研究和硬件实DQPSKMatlabQuartusII基于VerilogHDLFPGA器件调试。另外还完成了Matlab关键词：DQPSK，FPGA，符号同步，定时同步，MatlabWiththerapiddevelopmentofdigitalcommunicationsystems,digitalmodulationtechnologyasacorepartoftheentiredigitalcommunicationssystem,hasbeenleadingresearchintothose.DQPSKbelonglinearnarrowbanddigitalmodulationtechniques,DQPSKmicrowavetransmissionisnowbroadcastingsystemtoplayitsroleandbenefits,largelythanksWiththerapiddevelopmentofdigitalcommunicationsystems,digitalmodulationtechnologyasacorepartoftheentiredigitalcommunicationssystem,hasbeenleadingresearchintothose.DQPSKbelonglinearnarrowbanddigitalmodulationtechniques,DQPSKmicrowavetransmissionisnowbroadcastingsystemtoplayitsroleandbenefits,largelythankstoitshighspectralThetaskforthehardwaredesignDQPSKmodulationanddemodulationmoduleandcarryoutrelevantscientificresearchandexperimentalhardware.CompleteDQPSKmodulationtechnology-relatedsimulationanddesigninMatlab,completingtheQuartusIIVerilogHDL-basedconcreterealization,anddotherelevantsimulation.Finally,debuggingFPGAdevices.Italsocompletedtheassociatedhardwaredesign,andgivestherelevantdesignideasandInthisarticle,weintroducetheDQPSKmodulationcharacteristicsandprocesses,includingstringandconversion,differentialcoding,phasemapping,framing,up/downconversion,oversampling,downprinciplesanddesignideassamplingandothermodules.Andadetailedanalysisofthedemodulationprocessandsymboltimingsynchronizationmethodofsynchronizingassociateddesignideas.AndsimulationinMatlab,specificdesignideasandmethodsofeachmodule,andtheimplementationofrelatedKeywords：DQPSK，FPGA，Symbolsynchronization,timing引带利用率等方面一直是研究的重点领域。DQPSK——差分正交相移键控，是在QPSK引带利用率等方面一直是研究的重点领域。DQPSK——差分正交相移键控，是在QPSKQPSK的相位模糊的缺点，它有着包络恒定、频带利用率高。在现如今广播系统中，DQPSK作为核心技术发挥本次毕业设计——DQPSKDQPSK调Matlab下1绪 EDA技术、数字信号技术等支持性的技术的DQPSK（DifferentialQuadraturePhaseShiftKeying，差分正交相移键控）是一种线性窄带数字调制技术。DQPSK调制技术最明显的优势就是提高了频谱利用率的同时依旧保证了高的准确率。DQPSK能够使包络基本不怎么变化。而在频谱宽度上来 然后学习硬件描述语言：VerilogHDL，研究并设计整个系统各个模块在然后学习硬件描述语言：VerilogHDL，研究并设计整个系统各个模块在 课题的研究步对DQPSK算法的理论掌握和推导。整理并给出整个知识体系的架构2 调制解调的原理 DQPSKQPSKQPSK传输信息的方式则为利用一些特 DQPSKQPSKQPSK传输信息的方式则为利用一些特定的QPSK被广泛认知和使00，01，11，2-12-QPSK信号的编2-QPSK信号的星座ab00011110解调出来地数据出现交换。因为QPSK调制技术传输信息的方式主要是靠载波相位相位模糊度导致误码。DQPSK是利用地是载波相位的相来传输。如此一来，接收端DQPSKDQPSK也就是差分四相相移键控。DQPSK解调出来地数据出现交换。因为QPSK调制技术传输信息的方式主要是靠载波相位相位模糊度导致误码。DQPSK是利用地是载波相位的相来传输。如此一来，接收端DQPSKDQPSK也就是差分四相相移键控。DQPSKQPSK调制技术发展过来的，得DQPSK调制发送码元序列时，先进行串/并转换，将串行数据转换成并行数据，DQPSKAB两种分析图表就能够得出，Ak090，180270；Boooo45o，135o225o315o。两者的区别在于各自的星座图相差45o。且两者和格雷码双比特组之间的对应关系也并不是唯一不变的，也就是说A方式中的0oB方表2- DQPSK编码规abAB000111B图2- 两种方式星座当前码组ab决定与前一码组的相位差，记前一码组的相位为，则当前码组的相位码组的相位，同理，以此类推给后头的编码。DQPSK2-3A方式进行编码，假设初始相位为0o表2- DQPSKB图2- 两种方式星座当前码组ab决定与前一码组的相位差，记前一码组的相位为，则当前码组的相位码组的相位，同理，以此类推给后头的编码。DQPSK2-3A方式进行编码，假设初始相位为0o表2- DQPSK的编码过0o，90o，180o，也将有四种组合情况：1i,1i1i1i。此处的映射规则和编码规则一样，并不2-4表2- DQPSK的映射规111前一码组相位相位差当前码组相位102-5DQPSK DQPSKDQPSK调制过程流程图如图2-3。在此系统中，输入接口都为0、1序列，系统对其进行串/2-5DQPSK DQPSKDQPSK调制过程流程图如图2-3。在此系统中，输入接口都为0、1序列，系统对其进行串/2bit2bit信图2- DQPSK调制过前一码组相位相位差当前码组相位111111图2- 帧结构示意图2- 帧结构示意64bit642048bit中包含2048个映射后的复数。之后信息以帧地形式传递。组帧了，接收机才能做相信息携带的谐波分量和一些噪声，所以上变频后的的信号也将通过一个FIR带通滤（DA），顾名思义，就是把数字信号转换成模拟信号。为了滤除噪声和不必要射频，就是辐射到空间的电磁频率，大概是 DPQSK图2- DQPSK解调过帧头帧数据 系统设计及 系统设计及仿串并及映3-1-1，Matlab3-1-2图3-1- 设计思相位差映随机产生0、1图3-1- 串并及相位映射过程代图3-1- 输入信号数图3-1- 映射后数组图3-1- 串并及相位映射过程代图3-1- 输入信号数图3-1- 映射后数组帧模图3-1- 组帧设R(m) x*R(m) x*(n)x(n)图3-1- 相关函数的matlab实图3-1- 无噪声时的自相关图3-1- 不同SNR下训练序列的自相关过采图3-1- 不同SNR下训练序列的自相关过采样模调用resample图3-1- 过采样设上变频模图图3-1- 过采样设上变频模图3-1- 上变频模块设3-1-下变频模3-1-载波同3-1-133-1-载波同3-1-13降采样模3-1-定时同3-1-15逆映射及3-1-163-1-定时同3-1-15逆映射及3-1-16根据帧头位调用resample 载波同假设有一个调幅信号s(t)s(t)A(t)cos(2 载波同假设有一个调幅信号s(t)s(t)A(t)cos(2fct(3-2-c(tcos(2fct)(3-2-对s(t)进行解调，则s(t)11s(t)c(t) A(t)cos() A(t)cos(4ftc22)y(t)A(t)cos()/(3-2-在以上式子中，特别要注意的是相位误差的影响是通过cos(因子来降低信号电压的，另一方面，通过cos2()减少信号的功率。由此可见，在调幅信号中，如果相位误差=0.13dB，然而，当相位误差=30o，此时的信号功率损耗将达到1.25dBQAMM-PSK中的信号s(t)A(t)cos(2fct)B(t)sin(2fct)(3-2-解调的时候使用两个正交载波对信号s(tci(t)cos(2fctcq(t)sin(2fct解调的时候使用两个正交载波对信号s(tci(t)cos(2fctcq(t)sin(2fct)(3-2-s(t和ci(t以及cq(t做一次乘积，而后紧接着过低通滤波器。与ci(tY(t)1A(t)cos()1B(t)sin()(3-2-I22与cq(t11Y(t) B(t)cos() A(t)sin((3-2-Q22发由(3-2-6)和(3-2-7)QAMM-PSKr(t)s(t)j2fs(t)Re[sl c](3-2-其中 j2fr(t)Re{[sl(t c其中2fcr(t)s(t;,)为了简化公式，记{,为，r(t)s(t;)n(t)(3-2-ML中，把向量(3-2-MAP将(r1r2rNr的向量来表示r(t。则rPDFp(r|p(r|比以上更加方便的一种方法是直接处理信号波形。n(t)是高斯的，故而PDFp(r| p(r|) )N(3-2-2r r(t)nsn()Ts(t;)n(3-2-nT00N11比以上更加方便的一种方法是直接处理信号波形。n(t)是高斯的，故而PDFp(r| p(r|) )N(3-2-2r r(t)nsn()Ts(t;)n(3-2-nT00N11)]2[r(t)s(t;)][rs2(3-2- 22NT00p(r|关于()[r(t)s(t;)]2(3-2-假设我们是已经知道延迟的，并且假设=0。其中用来代替，所以(3-2-()[r(t)s(t;)]2exp{1r(t)s(t;)dt1s2(t;)dt}(3-2-r(t)dt20任何的的值，相对应得出的信号能量。所以就只有第二项中包含值，与有依赖关系，这一项可以看出接收信号r(t)s(t;)数(()Cexp2(3-2-T0是ML估计值，记为ML。那么ML值也就等效地保证了对数()最大值化2()(3-2-LT0不过L()的定义中，默认省略了lnCr(t)Acos(2fct)(3-2-其中是未知的，需要求的，这个值存在一个值记为()2 r(t)cos(2ftLcT0dLr(t)sin(2t )dt0(3-2-cT0dLr(t)sin(2t )dt0(3-2-cT0r(t)sin2ftdt r(t)cos2fctdt/](3-2-cT00切也就是上文提到的ML3-2-2方案产生了ML图3-2- 用来得到一个未调载波相位的ML估计值的XY3-2-2ML3-2-3锁相环PLL3-2-3PLL的输入是一个正弦信号cos(2fct，e(t)cos(2fct)sin(2fct3-2-3锁相环PLL3-2-3PLL的输入是一个正弦信号cos(2fct，e(t)cos(2fct)sin(2fct1sin(1sin(4f)(3-2-c22(c2G(s)12 (3-2-1式中的1和22tt(t)(3-2-t2 cct(t) )d(3-2-环路滤波图3-2- 锁相环的模因为相位差sin()(3-2-KG(s)/H(s图3-2- 锁相环的模因为相位差sin()(3-2-KG(s)/H(s)(3-2-1KG(s)/来表征。式子中地12已经归并到3226K之中。此时将式32 代入到式12H(s)(3-2-1(1/K)s(/K21G(s得到之后，闭环系统此时就是二阶的。式中的参数2D(s)s22s2(3-2- 其中，表示的是环路阻尼因子。如果以n K/1，n(21/K)/2来(22/K)s2H(s) n(3-2-s22s2 2(1/2K/ 1( 1 2 (3-2-4(21/K8/信号s(t;)携带了{In}的时候，在最大化中就将出现一个问题。要解决这个问题的考虑思路分为两种，一种是假设{In已知。否则就把{In作为随机序列来处理。~Ig(tnT)z(t)s(t)ejz(t)(3-2-r(t)11n而在上式中，{In}及s1(t)已知。故它的信号s(t;)携带了{In}的时候，在最大化中就将出现一个问题。要解决这个问题的考虑思路分为两种，一种是假设{In已知。否则就把{In作为随机序列来处理。~Ig(tnT)z(t)s(t)ejz(t)(3-2-r(t)11n而在上式中，{In}及s1(t)已知。故它的似然函数*jr(t)s(t)e (3-2- T0 r(t)s(t)dt*j(3-2-L T0如果我们在式(3-2-33)代入s1(t，假设T0KT，KKKnj1j1()*r(t)g(tnT)dtRe**(3-2-Ln1nNN00yn1K1K)ReIn cos **n)LNn 0对微分，并且令导数为零。这就可以很轻易的得到MLKK arctan[Im(Inyn** Inyn](3-2-进一步的分析可以得出 的均值是3-2-PAM信号接收机还有另外一种实现方式，这种方式不同的是，它采用了判决反馈PLL如图3-2-6。其中，接收信号为A(t)cos(2fctci(t)cos(2fct3-2-PAM信号接收机还有另外一种实现方式，这种方式不同的是，它采用了判决反馈PLL如图3-2-6。其中，接收信号为A(t)cos(2fctci(t)cos(2fctcq(t)sin(2fct11r(tcos(2ft A(tn(t)cos n(tsin+(3-2-ciq22)e(t1A(tA(tn(t)]sinn(tcos+iq211 A(t)sin A(t)[n(t)sinn(tcos+倍频项(3-2-2iq22相位估计幅度检测抽样接收图3-2- 采用判决反馈地2(mM如果当前系统的判决是没有任何误差的，那么这就将是发送信号的相位m。上边的乘法器和下边的乘法器的输出都延迟时间T，在和cosm接收图3-2- 采用判决反馈地2(mM如果当前系统的判决是没有任何误差的，那么这就将是发送信号的相位m。上边的乘法器和下边的乘法器的输出都延迟时间T，在和cosm和sinm相乘得到以下式r(t)cos(2fct)1[ n n m m22r(t)sin(2fct)n(t)]coscos)+ m m2211e(t) Asin() n(t)sin(im221n(t)cos((3-2-qm2M相位的跟踪环具有360oM接收y图3-2- 假设信号s(t)stA接收y图3-2- 假设信号s(t)stAcos2fct0tA1A11A22延迟延迟xT lntrtcosLcN0(3-2-当我们用L(3-2-40)非线性，故它的精确解答很难得到，如果要近似可2lncoshxT lntrtcosLcN0(3-2-当我们用L(3-2-40)非线性，故它的精确解答很难得到，如果要近似可2lncoshx(3-2-1AeA2化简出平均似然函数(2TCexprtcos2fctdt00(3-2-2TftrtcosLc0(3-2-对L微分求出K1Cexprtcosdtfctn0(3-2-KrKrtcos2fctdtrtsin2fctdt(3-2-3-2-PAM。记该信stAtcos2fct(3-2-式中At携带了数字信息。s(t)2图3-2- 采用平方11ft At Atcosftxt图3-2- 采用平方11ft At AtcosftxtAt 22222cc22(3-2-则Ex2t1EA2t1EA2tcos4ft2c22(3-2-由此我们知道，在频率为2fc处是有功率12(3-2-L其中SLBSeqL (3-2-3-2-VCO输出的cos(2fct以及sin(2fctyc(t)[s(t)n(t)]cos(2fct13-2-VCO输出的cos(2fct以及sin(2fctyc(t)[s(t)n(t)]cos(2fct1A(tn(t)]cos1n(tsin+iq22ys(t)[s(t)n(t)]sin(2fct1A(tn(t)]sin1n(tcos+(3-2-iq22其中 11 ntAtntcos22et Atntntsin21qi84(3-2-stAcosft2M2cm1,2,,M(3-2-图所以，信息就可以被顺利除去，VCO的输出就是cos(2MfctM)，该输出M分频后，会产生sin(2fct)，并且相移2产生cos(2fct3-2-yt3-2-ytstntM2(3-2-其中L是环路SNR， 是M相的功率损耗符号同为单位去接收。解调器的输出需要设计成可以在精确的时刻tmmT上抽样。Trtst:nt(3-2-st:Irtst:nt(3-2-st:IngtnT(3-2-nLCLLCLrtst:(3-2-rtgtnTdt (3-2-2L nn n𝑦2(𝜏)定义rtgtnT 2(3-2-n那么，求ML估计值dLrtgtnTdtnd 2(3-2-ndnnn3-2-PAMML非面向判决定时估计的方法的第一步就是将似然比 在信3-2-PAMML非面向判决定时估计的方法的第一步就是将似然比 在信息符号的PDF上求平均，得到𝛬̅(𝜏)，然后对𝛬̅(𝜏)或𝑙𝑛𝛬̅𝜏)=𝛬̅𝐿(𝜏)求导，得到求最大似然估计值MLPAMIn1LlncosCyn(3-2-nx比较小的时候，lncoshxx221 (3-2-L2n是适当的。对于多电平的dyndn 2(3-2-nn(3-2-64)的跟踪环，如(3-2-64)的跟踪环，如3-3-2-4DQPSK调制解调FPGA 串并/并串4.1.1串/ 串并/并串4.1.1串/QuartusⅡ下进行相关设计，此模块功能为完成串行数据转换成并行数据，输入端是1bit的输入，输入端输出的是2bit的信息。具体设计思路如下：利用寄存器缓图4- 串并模块图4- 串并转换时序仿clk表示上升沿有效的时钟序列，reset为复位信号，下降沿有效。输入信号使用{$random}%201inout有reset0，reset1时重新4.1.2并/图4- 图图4- 图4- 状态下，将默认输出数据为0。 差分编码模块的功能是：将根据信号ab决定当前码组相较前一码组的相位差而后根据前一码组的相位和当前得到的相位差来得出当前码组的相位。此模块设计思路如下：接收串并模块输出接口的数据，根据进来的数据得出相位差，用一个寄存器储存上一个码组的相位图4- 差分编码模块图图4- 差分编码模块图4- 差分编码模块时序仿此模块中，clk为时钟序列，上升沿有效，in0、1符号，resetout是输出，也就是 此模块功能：将差分编码后确定的相位根据已定的映射规则，将相位映射图4- 映射模块图4- 映射模块时序仿真此模块中图4- 映射模块时序仿真此模块中clk为时钟序列，上升沿有效，reset为复位信号，低电平有效。out_complex1out_complex22的输出，out_complex1表示复数的实数部分，out_complex2表示复数的虚数部分。 的64bit先输出，则需要缓存在此64bit输出的时间里输入的数据，然后再输出。但不64个寄存器暂时缓存，因为符号会一直输入，对于第一帧的数据来说6464*2=128来说会产生无限的延迟。所以采取时钟转换来解决这个问题。即数据的输出时钟clk2clk12048个数据的相同时间内，输出2048+64=21124-9所示，模块有两个时钟图4- 组帧模块 FIFOFIFO（FirstInputFirstOutput），进出进出4-FIFO图4- 组帧模块 FIFOFIFO（FirstInputFirstOutput），进出进出4-FIFO4-QuartusⅡ下FIFO654321432104-64bit4-64bit5 调制解调的硬件 ADDAADAD9280其实是 ADDAADAD9280其实是一种模数转换器（ADC）电源的供电模式设计属于单电源，里头设计并包含了一个内采样保持放大器线架构，而且在数据速率方面，它的数据速率可以达到32MSPS，可以保证整个芯片5-图 在AD9280芯片中，对输入进行了特别的设计，这让成像和通信系统的开发SHA地动态性能非常突出。这体现在它在连续通道中切换满量程电平的多路复择。能够在400C~85oC功耗：95mW（3V电源工作电压范围：+2.7V至功耗：95mW（3V电源工作电压范围：+2.7V至内置钳位功能（直流复位DAAD9708是一种数模转换器(DAC)，它的分辨率8TxDACTxDAC™由引脚兼容的810121414DAC组成，发射信号路径上，TxDAC™件。AD9708速率还能支持甚至是125MSPS地。而且这个片子有突出的交流性能， CMOS片子功耗十分低，单电源工作在2.7V~5.5V低到大概20mW图5-1- AD9708芯片框图5-1- AD9708芯片框AD9708DAC20mA，输出阻抗大于VAD97081.2V片内基准电压源和基准电压控制放大器，使用单个电阻以在2mA至20mA范围内调节，并且在这样的前提下，它的动态性能并不受任何影响。所以，AD970820dB范围内进行AD970828SOIC FPGACyclone®系列器件后，AlteraCycloneIIFPGA把低成本1.1Mbits的嵌入式存储器。CycloneIIFPGATSMC90k区，CycloneII器件可以在单个芯