5G移动通信技术-5G NR空中接口

CONTENTS

5GNR空中接口

NR无线帧结构

NR物理信道和信号

NR信道编码5G移动通信技术【本章内容】5G空中接口和LTE相比，既有延续又有发展。本章主要介绍了5GNR的空中接口，包括无线帧结构、Numerology概念、NR的物理信道和信号、5GNR新的调制方式256QAM等，特别是Numerology概念最能体现5G空口的新特性，是5G实现新功能和强大性能的基础。本章最后介绍了5GNR的数据信道的编码LDPC码和信令信道的编码Polar码。5GNR空中接口3.1NR无线帧结构33.1.1帧结构和Numerology的概念5G的新空中接口称为5GNR，从物理层来说，5GNR相对于4G最大的特点是支持灵活的帧结构。5GNR引入了Numerology的概念，Numerology可翻译为参数集或配置集，意思指一套参数、包括子载波间隔、符号长度、CP(循环前缀)长度等，这些参数共同定义了5GNR的帧结构。5GNR帧结构由固定架构和灵活架构两部分组成，如图3-1所示。图3-1NR无线帧结构

在固定架构部分，5GNR的一个物理帧长度是10ms，由10个子帧组成，每个子帧长度为1ms。每个帧被分成两个半帧，每个半帧包括五个子帧，子帧1～5组成半帧0，子帧6～10组成半帧1。这个结构和LTE基本一致。在灵活架构部分，5GNR的帧结构与LTE有明显的不同，用于三种场景eMBB、uRLLC和mMTC的子载波的间隔是不同的。5GNR定义的最基本的子载波间隔也是15kHz，但可灵活扩展。所谓灵活扩展，即NR的子载波间隔设为2μ×15kHz，μ∈{-2，0，1，…，5}，也就是说子载波间隔可以设为3.75kHz、7.5kHz、15kHz、30kHz、60kHz、120kHz、240kHz等，这一点与LTE有着根本性的不同，LTE只有单一的15kHz子载波间隔。表3-1列出了NR支持的五种子载波间隔，表中的符号μ称为子载波带宽指数。表3-1NR支持的五种子载波间隔μΔf = 2μ × 15(kHz)循环前缀(CP)015正常130正常260正常、扩展3120正常4240正常由于NR的基本帧结构以时隙为基本颗粒度，当子载波间隔变化时，时隙的绝对时间长度也随之改变，每个帧内包含的时隙个数也有所差别。比如在子载波带宽为15kHz的配置下，每个子帧时隙数目为1，在子载波带宽为30kHz的配置下，每个子帧时隙数目为2。正常CP情况下，每个子帧包含14个符号，扩展CP情况下包含12个符号。表3-2和3-3给出了不同子载波间隔时，时隙长度以及每帧和每子帧包含的时隙个数的关系。可以看出，每帧包含的时隙数是10的整数倍，随着子载波间隔的增大，每帧或是子帧内的时隙数也随之增加。表3-2正常循环前缀下OFDM符号数、每帧时隙数和每子帧时隙数分配在表3-2和表3-3中，µ是子载波配置参数，是每时隙符号数目，是每帧时隙数目，是每子帧时隙数目，子载波间隔=2μ×15kHz，子帧由一个或多个相邻的时隙形成，每时隙具有14个相邻的符号。3GPP技术规范38.211规定了5G时隙的各种符号组成结构。图3-2例举了格式0～15的时隙结构，时隙中的符号被分为三类：下行符号(标记为D)、上行符号(标记为U)和灵活符号(标记为X)。表3-3扩展循环前缀的每时隙OFDM符号数、每帧时隙数和每子帧时隙数下行数据可以在D和X上发送，上行数据可以在U和X上发送。同时，X还包含上下行转换点，NR支持每个时隙包含最多两个转换点。由此可以看出，不同于LTE上下行转换发生在子帧交替时，NR上下行转换可以在符号之间进行。图3-25GNR时隙的符号配置由于每个时隙的OFDM数目固定为14(正常CP)和12(扩展CP)，因此OFDM符号长度也是可变的。无论子载波间隔是多少，符号长度×子帧时隙数目=子帧长度，子帧长度一定是1ms。子载波间隔越大，其包含的时隙数目越多，因此，对应的时隙长度和单个符号长度会越短。各参数如表3-4所示。表3-4OFDM符号长度可变数表Parameter/Numerlogy(μ)/(参数/参数集)01234子载波(subcarrier)间隔/kHz153060120240每个时隙(slot)长度/μs100050025012562.5每个时隙符号数(NormalCP)/个1414141414OFDM符号有效长度/μs66.6733.3316.678.334.17循环前缀(CyclicPrefix)长度/μs4.692.341.170.570.29OFDM符号有效长度(包含CP)/μs71.3535.6817.848.924.46OFDM符号长度(包含CP) = 每个时隙(slot)长度/每个时隙符号数(NormalCP)3.1.2各种子载波的帧结构划分虽然5GNR支持多种子载波间隔，但是在不同子载波间隔配置下，无线帧和子帧的长度是相同的。无线帧长度固定为10ms，子帧长度为1ms。那么不同子载波间隔配置下，无线帧的结构有哪些不同呢？答案是每个子帧中包含的时隙数不同。在正常CP情况下，每个时隙包含的符号数相同，且都为14个。下面根据每种子载波的间隔配置，来看一下5GNR的帧结构。1．正常CP(子载波间隔=15kHz)如图3-3所示，在这个配置中，一个子帧仅有1个时隙，所以无线帧包含10个时隙，一个时隙包含的OFDM符号数为14。图3-3正常CP(子载波间隔15kHz)2．正常CP(子载波间隔=30kHz)如图3-4所示，在这个配置中，一个子帧有2个时隙，所以无线帧包含20个时隙。1个时隙包含的OFDM符号数为14。图3-4正常CP(子载波间隔30kHz)3．正常CP(子载波间隔=60kHz)如图3-5所示，在这个配置中，一个子帧有4个时隙，所以无线帧包含40个时隙。1个时隙包含的OFDM符号数为14。图3-5正常CP(子载波间隔60kHz)4．正常CP(子载波间隔=120kHz)如图3-6所示，在这个配置中，一个子帧有8个时隙，所以无线帧包含80个时隙。1个时隙包含的OFDM符号数为14。图3-6正常CP(子载波间隔120kHz)5．正常CP(子载波间隔=240kHz)如图3-7所示，在这个配置中，一个子帧有16个时隙，所以无线帧包含160个时隙。1个时隙包含的OFDM符号数为14。图3-7正常CP(子载波间隔240kHz)6．扩展CP(子载波间隔=60kHz)如图3-8所示，在这个配置中，一个子帧有4个时隙，所以无线帧包含40个时隙。1个时隙包含的OFDM符号数为12。图3-8扩展CP(子载波间隔=60kHz)通过以上配置的例子可以得出如下结论：(1)虽然5GNR支持多种子载波间隔，但是不同子载波间隔配置下，无线帧和子帧的长度是相同的。无线帧长度为10ms，子帧长度为1ms。(2)不同子载波间隔配置下，无线帧的结构有所不同，即每个子帧中包含的时隙数不同。另外，在正常CP情况下，每个时隙包含的符号数相同，且都为14个。(3)时隙长度因为子载波间隔不同会有所不同，一般是随着子载波间隔变大，时隙长度变小。3.1.3物理资源

NR的物理资源包括三部分：频率资源、时间资源和空间资源。在这里，频率资源指的是子载波，时间资源指的是时隙/符号，空间资源指的是天线端口。子帧时隙资源结构如图3-9所示。1．天线端口天线端口是由参考信号定义的逻辑发射通道，也就是天线逻辑端口。它是物理信道或物理信号的一种基于空口环境的标识，相同的天线逻辑端口信道环境变化一样，接收机可以据此进行信道估计从而对传输信号进行解调。在同一天线端口上，某一符号上的信道可以由另一符号上的信道推知。如果一个天线端口上某一符号传输的信道的大尺度性能可以被另一天线端口上某一符号传输的信道所推知，则这两个天线端口被称为准共址(Quasico-Located)。大尺度性能包括一个或多个延时扩展、多普勒扩展、多普勒频移、平均增益，平均时延和空间接收参数。2．资源网格资源网格由个子载波和个OFDM符号构成，由更高层的信令指示。每个传输方向(上行链路或下行链路)有一组带有下标的资源网格x，分别将下行链路和上行链路设置为DL和UL。给定天线端口有一个资源网格p、子载波间隔配置μ和传输方向(下行链路或上行链路)。图3-9子帧时隙资源结构载波带宽用于子载波间隔配置，由SCS-SpecificCarrierIE(子载波间隔-指定载波)中的高层参数CarrierBandwidth(载波带宽)给出。起始位置用于子载波间隔配置，由SCS-SpecificCarrierIE中的高层参数offsetToCarrier(载波偏移)给出。3．RE天线端口p和子载波间隔配置μ的资源格中的每个元素被称为RE(ResourceElement，资源粒子)，并且由索引对(k，l)唯一地标识，其中k是频域索引，l是时域索引。RE可分为4类：Uplink(上行)，Downlink(下行)，Flexible(灵活)，Reserved(保留)。4．RBRB(ResourceBlock，资源块)的定义和LTE是不一样的：5GRB是频域上连续的12个子载波，时域上没有定义，称为1个RB。而且由于5G引入了Numerology的概念，在不同的配置集下，不同的子载波间隔对应的最小和最大RB数是不同的。在5GNR中，最小频率带宽和最大频率带宽随子载波间隔变化而变化，如表3-5所示。μ参数最小RB数最大RB数子载波间隔/kHz最小频率带宽/MHz最大频率带宽/MHz024275154.3249.5124275308.64992242756017.2819832427512034.5639642413824069.12397.44表3-5RB数/频率带宽随子载波间隔变化5GNR空中接口3.2NR物理信道和信号33.2.1概述物理信道是一系列资源粒子RE的集合，用于承载源于高层的信息。同样的，物理信号也是一系列资源粒子RE的集合，但这些RE不承载任何源于高层的信息，它们一般有时域和频域资源固定、发送的内容固定、发送功率固定的特点。物理信道可分为上行物理信道和下行物理信道。NR的物理信道结构与LTE类似，上行链路物理信道分为PUSCH(PhysicalUplinkSharedChannel，物理上行共享信道)、PUCCH(PhysicalUplinkControlChannel，物理上行控制信道)、PRACH(PhysicalRandomAccessChannel，物理随机接入信道)；物理信号分为DM-RS(DemodulationReferenceSignal，解调参考信号)、PT-RS(Phase-TrackingReferenceSignal，相位跟踪参考信号)、SRS(SoundingReferenceSignal，探测参考信号)。下行链路物理信道分为PDSCH(PhysicalDownlinkSharedChannel，物理下行共享信道)、PBCH(PhysicalBroadcastChannel，物理广播信道)、PDCCH(PhysicalDownlinkControlChannel，物理下行控制信道)；物理信号分为解调参考信号(DM-RS)，相位跟踪参考信号(PT-RS)、CSI-RS(ChannelStateInformationReferenceSignal，信道状态信息参考信号)、PSS(PrimarySynchronizationSignal，主同步信号)、SSS(SecondarySynchronizationSignal，辅同步信号)。表3-6列出了上下行链路物理信道和物理信号。表3-6上下行链路物理信道和物理信号上行物理信道物理上行共享信道：PUSCH物理上行控制信道：PUCCH物理随机接入信道：PRACH下行物理信道物理下行共享信道：PDSCH物理广播信道：PBCH物理下行控制信道：PDCCH上行物理信号解调参考信号：DM-RS相位跟踪参考信号：PT-RS探测参考信号：SRS

下行物理信号解调参考信号：DM-RS相位跟踪参考信号：PT-RS信道状态信息参考信号：CSI-RS主同步信号：PSS辅同步信号：SSS物理信道/信号对应的天线端口范围如下：(1)上行信道天线端口及应用：[0，1000]：用于PUSCH和相关的解调参考信号；[10002000]：用于SRS；[2000，4000]：用于PUCCH；[4000，4000]：用于PRACH。(2)下行信道天线端口及应用：[1000，2000]：用于PSDCH；[2000，3000]：用于PDCCH；[3000，4000]：用于CSI-RS；[4000，+∞]：用于SS和PBCH。

天线端口是一个逻辑上的概念，它与物理天线并没有一一对应的关系。在下行链路中，下行链路和下行参考信号是意义对应的：如果通过多个物理天线来传输一个参考信号，那么这些物理天线就对应同一个天线端口，而如果有两个不同的天线是从同一个物理层天线中传输的，那么这个物理天线就对应两个独立的天线端口。非相干的物理天线(阵元)定义为不同的端口才有意义。多个天线端口的信号可以通过一个发送天线发送，例如C-RSPort0和UE-RSPort5。一个天线端口的信号可以分布到不同的发送天线上，例如UE-RSPort5。3.2.2物理信道和信号1．上行物理信道5G定义的上行物理信道主要包括三种：(1)PUSCH：数据信道，主要用来传送上行业务数据。PUSCH映射到子帧中的数据区域上。(2)PUCCH：控制信道，主要用来传送上行控制信息，如信道质量指示CQI，RI(RankIndicator，秩指示)，PMI(PrecodingMatrixIndicator，预编码矩阵指示)和HARQ的应答。(3)PRACH：随机接入信道，用于承载随机接入前导序列的发送，是用户进行初始连接、切换、连接重建立、重新恢复上行同步的唯一途径。UE通过上行PRACH来达到与系统之间的上行接入和同步。2．上行物理信号5G定义的上行物理信号只有一种类型，即参考信号，包括以下三种：(1)DM-RS：该信号用于接收端进行信道估计，用于PUSCH和PUCCH的解调，PUSCH和PUCCH的DM-RS有所不同。(2)PT-RS：该信号是5G为了应对高频段下的相位噪声引入的参考信号，用于解调PUSCH时的相位估计补偿算法。(3)SRS：该信号用于为上行信道质量做参考，周期性上报，用于基站对上行资源进行调度。3．下行物理信道5G定义的下行物理信道主要有以下三种：PDSCH：数据信道，用于承载下行用户数据和高层指令。(2)PDCCH：控制信道，用于承载下行控制消息，如传输格式、资源分配、上行调度许可、功率控制以及上行重传信息等。(3)PBCH：广播信道，用于以广播的形式传送系统信息块消息，包括主要无线指标，如帧号、子载波间隔、参考信号配置等。4．下行物理信号下行物理信号分为两种类型，即参考信号和同步信号。参考信号共三种：DM-RS、PT-RS和CSI-RS。其中前两个和上行物理信号的作用一致。同步信号包括主同步信号PSS和辅同步信号SSS。CSI-RS参考信号非常重要，在5G规划甚至在后续路测阶段中将该参考信号的SINR(SignaltoInterferenceplusNoiseRatio，信号与干扰加噪声比)值作为衡量覆盖的重要指标之一。其作用主要有两个：一是为了辅助接收下行PDSCH共享信道，二是对下行信道质量进行测量并进行信道状态上报以供基站进行链路自适应调整。同步信号PSS/SSS用于UE搜索小区时使用，UE通过检测PSS序列及SSS序列可以快速与基站做到符号定时同步，并通过计算得到物理小区标识PCI。3.2.3调制方式在3GPP协议(TS38.201)中，定义了5G支持的调制方式，上下行有所不同。(1)下行：QPSK(QuadraturePhaseShiftKeying，正交相移键控)，16QAM(16QuadratureAmplitudeModulation，十六进制正交振幅调制)，64QAM(64QuadratureAmplitudeModulation，64进制正交振幅调制)，256QAM(256QuadratureAmplitudeModulation，256进制正交振幅调制)。(2)上行：采用CP-OFDM(带循环前缀的正交频分复用)模式的调制方式与下行一致；采用CP-DFT-s-OFDM(基于循环前缀的离散傅里叶变换扩频的正交频分复用多址接入)模式的调制方式，增加了一种调制方式π/2-BPSK(π/2BinaryPhaseShiftKeying，π/2二进制相移键控)。按照基本的调制概念，上述调制方式可以分为两类，一是载波的相位变化，幅度不变，包括QPSK和π/2-BPSK。二是载波的相位和幅度都变化，包括16QAM、64QAM、256QAM。表3-7列出3G、4G和5G所使用的的调制方式的对照。表3-73G、4G和5G调制方式对照3G4GLTE5GNRQPSKQPSK16QAM64QAMπ/2-BPSKQPSK16QAM64QAM256QAM表3-7中的调制方式针对的是数据信道(PUSCH/PDSCH)，对于控制信道、广播信道等其调制方式会有差别。控制信道和广播信道一般采用QPSK调制方式。与4GLTE相比，5G增加了256QAM和π/2-BPSK两种调制方式。采用256QAM的目的在于提高数据传输速率，采用π/2-BPSK的目的是为了提高小区边缘的覆盖率，且该种方式仅在变换预编码启用时可以采用。对于5G中新增加的π/2-BPSK调制，它的星座图如图3-10所示。图3-10π/2-BPSK调制星座图假设BPSK以相位偏移π/4的调制信号表示0，以相位偏移5π/4的调制信号表示1，π/2-BPSK增加了3π/4和7π/4两个相位。当0位于偶数位时，用相位偏移π/4表示；当0位于奇数位时，用相位偏移3π/4表示。当1位于偶数位时，用相位偏移5π/4表示；当1位于奇数位时，用相位偏移7π/4表示。也就是说π/2-BPSK定义了4种相位来表示调制比特的0和1。对于5G中新增的256QAM调制，它的I路和Q路分别有16种幅度可以调制，每种幅度携带4bit信息，合成IQ信号后就有256种相位，每种相位携带8bit的信息。它的星座图如图3-11所示。图3-11256QAM调制星座图假设BPSK以相位偏移π/4的调制信号表示0，以相位偏移5π/4的调制信号表示1，π/2-BPSK增加了3π/4和7π/4两个相位。当0位于偶数位时，用相位偏移π/4表示；当0位于奇数位时，用相位偏移3π/4表示。当1位于偶数位时，用相位偏移5π/4表示；当1位于奇数位时，用相位偏移7π/4表示。也就是说π/2-BPSK定义了4种相位来表示调制比特的0和1。对于5G中新增的256QAM调制，它的I路和Q路分别有16种幅度可以调制，每种幅度携带4bit信息，合成IQ信号后就有256种相位，每种相位携带8bit的信息。它的星座图如图3-11所示。图3-11256QAM调制星座图5GNR空中接口3.3NR信道编码3信道编码，也叫差错控制编码，是现代通信系统中最基础的部分之一，它的主要目的是使数字信号进行可靠的传递。基本思想是在发送端对原数据添加冗余信息，这些冗余信息是和原数据相关的，再在接收端根据这种相关性来检测和纠正传输过程产生的差错，从而对抗传输过程的干扰。3G与4G均采用了Turbo码的信道编码方案。Turbo码编码简单，它的2个核心标志是卷积码和迭代译码，解码性能出色，但迭代次数多，译码时延较大，不适用于5G高速率、低时延应用场景。5G的峰值速率是LTE的20倍，时延是LTE的1/10，这就意味着5G编码技术需在有限的时延内支持更快的处理速度，比如20Gb/s就相当于译码器每秒钟要处理几十亿比特数据，即5G译码器数据吞吐率比4G高得多。译码器数据吞吐率越高就意味着硬件实现复杂度越高，处理功耗越大。以手机为例，译码器是手机基带处理的重要组成部分，占据了近72%的基带处理硬件资源和功耗，因此，要实现5G应用落地，选择高效的信道编码技术非常重要。同时，由于5G面向更多应用场景，对编码的灵活性要求更高，需支持更广泛的码块长度和更多的编码率。比如，短码块应用于物联网，长码块应用于高清视频，低编码率应用于基站分布稀疏的农村站点，高编码率应用于密集城区。如果大家都用同样的编码率，这就会造成数据比特浪费，进而浪费频谱资源。因此，两大新的优秀编码技术被3GPP最终选定为5G编码标准：LDPC码(LowDensityParityCheckCode，低密度奇偶校验码)和极化码(PolarCode)，它们都是逼近香农极限的信道编码。2016年11月17日，3GPP规定，5GNR控制消息和广播信道采用Polar码，数据信道采用LDPC码。3.3.1极化码(PolarCode)在2008年国际信息论ISIT会议上，土耳其毕尔肯大学埃达尔·阿利坎(ErdalArıkan)教授首次提出了信道极化的概念。基于该理论，他给出了人类已知的第一种能够被严格证明达到信道容量的信道编码方法，并命名为PolarCode(极化码)。极化码构造的核心是通过信道极化(ChannelPolarization)处理，在编码侧采用方法使各个子信道呈现出不同的可靠性。当码长持续增加时，部分信道将趋向于容量近于1的完美信道(无误码)，另一部分信道趋向于容量接近于0的纯噪声信道。选择在容量接近于1的信道上直接传输信息以逼近信道容量，是目前唯一能够被严格证明可以达到香农极限的方法。从代数编码和概率编码的角度来说，极化码具备了两者各自的特点。首先，只要给定编码长度，极化码的编译码结构就唯一确定了，而且可以通过生成矩阵的形式完成编码过程，这一点和代数编码的常见思维是一致的。其次，极化码在设计时并没有考虑最小距离特性，而是利用了信道联合(ChannelCombination)与信道分裂(ChannelSplitting)的过程来选择具体的编码方案，而且在译码时也是采用概率算法，这一点比较符合概率编码的思想。对于长度为N=2n(n为任意正整数)的极化码，它利用信道W的N个独立副本，进行信道联合和信道分裂，得到新的N个分裂之后的信道{，，…，}。随着码长N的增加，分裂之后的信道将向两个极端发展：其中一部分分裂信道会趋近于完美信道，即信道容量趋近于1的无噪声信道；而另一部分分裂信道会趋近于完全噪声信道，即信道容量趋近于0的信道。假设原信道W的二进制输入对称容量记作I(W)，那么当码长N趋近于无穷大时，信道容量趋近于1的分裂信道比例约为K=N×I(W)，而信道容量趋近于0的比例约为N×(1-I(W))。对于信道容量为1的可靠信道，可以直接放置消息比特而不采用任何编码，即相当于编码速率为R=1；而对于信道容量为0的不可靠信道，可以放置发送端和接收端都事先已知的冻结比特，即相当于编码速率为R=0。那么当码长N→∞时，极化码的可达编码速率R=N×I(W)/N=I(W)，即在理论上，极化码可以被证明是可以达到信道容量的。在极化码编码时，首先要区分出N个分裂信道的可靠程度，即哪些属于可靠信道，哪些属于不可靠信道。对各个极化信道的可靠性进行度量常用的有三种方法：巴氏参数(BhattacharyyaParameter)法、密度进化(DensityEvolution，DE)法和高斯近似(GaussianApproximation)法。最初，极化码采用巴氏参数Z(W)来作为每个分裂信道的可靠性度量，Z(W)越大表示信道的可靠程度越低。当信道W是二元删除信道时，每个Z()都可以采用递归的方式计算出来，复杂度为O×(N×lbN)(lb=log2，下同)。然而，对于其他信道，如二进制输入对称信道或者二进制输入加性高斯白噪声信道并不存在准确的能够计算Z()的方法。因此，Mori等人提出了一种采用密度进化方法跟踪每个子信道概率密度函数，从而估计每个子信道错误概率的方法。这种方法适用于所有类型的二进制输入离散无记忆信道。

在大多数研究场景下，信道编码的传输信道模型均为BAWGNC(Binary-inputAdditiveWhiteGaussianChannel，加性高斯白噪声信道)信道。在BAWGNC信道下，可以将密度进化中的对数似然比(LikelihoodRate，LLR)的概率密度函数用一族方差为均值2倍的高斯分布来近似，从而简化成了对一维均值的计算，大大降低了计算量，这种简化计算即为高斯近似。在解码侧，极化后的信道可用简单的逐次干扰抵消解码的方法，以较低的复杂度获得与最大自然解码相近的性能。Polar码的优势是计算量小，小规模的芯片就可以实现，商业化后设备成本较低。但Polar码在长信号以及数据传输上更能体现出优势。香农理论的验证也是Polar码在长码上而不是在短码上实现的。跟其它编码方案比较，Polar码是低复杂度编解码，当编码块偏小时，在编码性能方面，极化编码与循环冗余编码，以及自适应的连续干扰抵消表(SC-list)解码器级联使用，可超越Turbo或LDPC。缺点是码长一般时(小于2000)，最小汉明距太小(1024码长时只有16)。极化编码需要解决的问题是由于编码的特性，所有解码方法都是SC-Based(Success-CancellationBased，基于连续抵消)，也就是必须先解第一个再解第二个直到第n个，并行化会很困难，所以，即使“复杂度”比较低，但是超大规模集成电路实现的吞吐量相对LDPC码非常低，这是应用上最大的问题。3.3.2低密度奇偶校验码(LDPCCode)

LDPC码是由MIT的教授RobertGallager提出的。1963年，MIT的RobertGallager在博士论文中首次提出了LDPC的构造方法。不过，受限于当时环境，难以克服计算复杂性，缺乏可行的译码算法，此后的35年间这种方法基本上被人们忽略。其间由Tanner在1981年推广了LDPC码并给出了LDPC码的图表示，即后来所称的Tanner图。1993年Berrou等人发现了Turbo码，在此基础上，1995年前后MacKay和Neal等人对LDPC码重新进行了研究，提出了可行的译码算法，从而进一步发现了LDPC码所具有的良好性能，迅速引起强烈反响和极大关注。经过十几年来的研究和发展，研究人员在各方面都取得了突破性的进展，LDPC的相关技术也日趋成熟，并进入了无线通信等相关领域的标准。LDPC码是一种校验矩阵密度(“1”的数量)非常低的分组码，核心思想是用一个稀疏的向量空间把信息分散到整个码字中。只所以称为“稀疏”是因为校验矩阵中的1要远小于0的数目，这样做的好处就是译码复杂度低，结构非常灵活。普通的分组码校验矩阵密度大，采用最大似然法在译码器中解码时，错误信息会在局部的校验节点之间反复迭代并被加强，造成译码性能下降。反之，LDPC码的校验矩阵非常稀