基于simulink的永磁同步电动机主控频率式调速系统

基于simulink的永磁同步电动机主控频率式调速系统

0梯形波永磁同步电机tpmsm与异步电动机相比，永通式电动汽车没有损坏和发热，具有良好的节能性能、高效治理能力和良好的静态性能。多相永磁同步电动机通过对定子绕组的合理安放和转子永磁体的磁路设计,可以大大削弱转矩谐波;另外在少数变频单元出现故障时,多相永磁同步电动机可缺相降功率运行,提高了系统的可靠性。梯形波永磁同步电动机(以下简称TPMSM)除了具有上述优点外,还具有控制简单、起动和调速性能好、运行可靠性高、维护容易等优点,因此TPMSM在各行业中得到了越来越广泛的应用。电流型自控频率式调速系统以晶闸管作为逆变器的功率开关器件,抗电流尖峰能力较大,运行可靠、稳定,同时价格较低,能较大幅度地降低系统成本;还具有电流谐波小,电磁兼容性好,铜耗低,发热少等优点。因此,对电流型多相永磁电动机调速系统作深入的分析,研究如何建立有效的仿真模型具有十分重要的意义。1电磁转速及振动在建立六相TPMSM数学模型之前,我们作如下假设:(1)定子绕组为双-Y移30°相带;(2)忽略齿槽效应,绕组均匀分布于光滑定子的内表面;(3)忽略磁路饱和,不计涡流和磁滞损耗;(4)不考虑电枢反应,磁场分布近似梯形波,平顶宽度为120°电角度;(5)转子上没有阻尼绕组,永磁体不起阻尼作用。对于上述特点的电机,可将其视为两套三相完全对称的绕组,由此可得出六相TPMSM的电压方程:⎡⎣⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢Ua1Ub1Uc1Ua2Ub2Uc2⎤⎦⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥=⎡⎣⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢R000000R000000R000000R000000R000000R⎤⎦⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⋅⎡⎣⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢ia1ib1ic1ia2ib2ic2⎤⎦⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥+Lp⎡⎣⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢ia1ib1ic1ia2ib2ic2⎤⎦⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥+⎡⎣⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢ea1eb1ec1ea2eb2ec2⎤⎦⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥+⎡⎣⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢UN1UN1UN1UN2UN2UN2⎤⎦⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥(1)[Ua1Ub1Uc1Ua2Ub2Uc2]=[R000000R000000R000000R000000R000000R]⋅[ia1ib1ic1ia2ib2ic2]+Lp[ia1ib1ic1ia2ib2ic2]+[ea1eb1ec1ea2eb2ec2]+[UΝ1UΝ1UΝ1UΝ2UΝ2UΝ2](1)式中:Ua1、Ub1、Uc1、Ua2、Ub2、Uc2为定子绕组对地电压;ea1、eb1、ec1、ea2、eb2、ec2为定子相绕组反电动势;UN1、UN2为Y形定子绕组中性点对地电压;L为自感,L=⎡⎣⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢L−M100M2−M200L−M100M2−M200L−M1−M20M2M20−M2L−M100−M2M200L−M100−M2M200L−M1⎤⎦⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥L=[L-Μ100Μ2-Μ200L-Μ100Μ2-Μ200L-Μ1-Μ20Μ2Μ20-Μ2L-Μ100-Μ2Μ200L-Μ100-Μ2Μ200L-Μ1];M2为定子绕组差30°的互感;M1为定子绕组差60°的互感。电磁转矩表达式为:Tem=pω⋅(ea1ia1+eb1ib1+ec1ic1+ea2ia2+eb2ib2+ec2ic2)(2)Τem=pω⋅(ea1ia1+eb1ib1+ec1ic1+ea2ia2+eb2ib2+ec2ic2)(2)式中:Tem为电磁转矩;p为电机的极对数;ω转子的电角速度。运动方程为:Tem−TL−fω=Jp⋅dωdt(3)Τem-ΤL-fω=Jp⋅dωdt(3)式中:TL为负载转矩;J为负载和转子的转动惯量;f为摩擦系数。舰船推进电机的负载转矩一般与转速的平方成正比,TL=fLω2,fL为负载转矩系数。2永磁同步发电机控制模型本文采用Matlab/Simulink软件包来实现四极六相TPMSM及其调速系统的仿真。Simulink提供了友好的图形用户界面(GUI),模型由模块组成的框图来表示,对于永磁同步电动机调速系统,包括电源、主回路、控制回路、电机以及负载等。在Simulink中一种灵活构造模块的方法是用高级语言或M文件S-fun来实现所需要的功能,其仿真原理图如图1所示。2.1相电机的电路用S-fun产生平顶宽度为120°的梯形波反电动势以及霍尔信号,根据电机的数学模型利用Simulink中的模块搭建六相电机的内部电路,并计算得到电磁转矩、转速、转子位置、相电流等。2.2电机动态响应特性根据给定的速度信号、电机的实际速度信号和母线电流信号进行双闭环PI控制,得到三相全控整流器的控制角信号,并输出给主回路中的三相全控整流器,可以通过设置ASR和ACR中的比例常数和积分常数来调节电机的动态响应过程。图2中ASR的饱和限幅模块将输出的参考电流限定在电机系统允许的范围内,ACR中的饱和限幅模块将输出的整流移相角限定在0°～90°以内。2.3断流换相电路晶闸管是逆变器的功率开关器件,它是半控元件,电机起动时的反电动势比较小,无法达到利用反电动势换相的目的,所以电机起动时利用IGBT和续流二极管使换相电路断流来关断晶闸管,然后给晶闸管导通所需的脉冲驱动信号的方法进行换相,当电机达到一定速度后就可以转到正常换相阶段。根据电机模块的速度信号以及霍尔信号,利用S-fun得到用于断流的IGBT和晶闸管驱动信号,以及逆变器中的晶闸管驱动信号。同时在正常换相时,保证电流超前反电动势一定的相位,使晶闸管反电动势换相能够正常运行。2.4公共线路电流源三相电源经三相整流模块后滤波,接入平波电抗器和断流换相执行器件后连接自控频率式换相模块,如图3所示。TPMSM两套绕组的逆变器并联接整流器,并联之前的母线电流称之为公共母线电流。平波电抗器是将整流输出的电压源转变为近似的电流源。如果平波电抗器的电抗值无穷大,则显然就是一个理想电流源。但是,对于本系统并不是说电抗值越大越好。首先,电抗值大意味着电抗器的体积大、成本高;其次,虽然大的电感值有利于系统的稳态性能,但是却降低了调节速度,要想合理的选择电感,应该同时考虑调节速度和稳定性能两方面。3全电流撞击下的仿真在Simulink仿真环境下,基于图2的双闭环控制仿真系统进行仿真实验。仿真参数如下:自感L=6.6476×10-5H,互感M1=1.82×10-5H,M2=3.7×10-5H,定子电阻为0.0052Ω,反电势系数为0.0382V/(r·min-1),转动惯量为0.5kg·m2,极对数为2,摩擦系数为0.0000287N·m/(rad·s-1),母线平波电抗器的电感为0.03mH,ASR的比例系数为0.25,积分系数为2.5,ACR的比例系数为20,积分系数为3.5,负载转矩系数为0.002,电流超前反电动势的角度β为20°,起动时设定转速为1100r/min,2s后设定转速为1500r/min。起动时换相的断流时间6ms,断流换相和正常换相的临界转速为150r/min。一套绕组的电流限幅值为100A,即两套绕组的公共母线限幅值为200A。通过仿真得到A相电流、公共母线电流、起动时公共母线电流波形放大图、转速波形、转矩波形如图4～图8所示。由仿真结果可以看出:起动阶段系统保持转矩恒定,没有造成较大的转矩和相电流冲击;在给定转速1100r/min有载起动下,1.76s达到稳定;2s时刻给定转速加大到1500r/min后,到3.41s时达到稳定,而且在起动和调速的过程中相电流、电磁转矩都有较大的突变,但是很快就达到稳定状态,说明在参考电流限幅作用下的起动和调速的快速性和稳定性都比较好。为了保证反电动势换相的正常运行,换相时电流超前反电动势20°电角度,这样就造成图7中的电磁转矩有一定的脉动,这也是采用反电动势换相的不利方面。图5的公共母线电流放大图图6中有两次持续6ms的100A跌落,这是起动时期断流换相导致的。在稳态时公共母线电流的波动很小,这也是电流型逆变器的特点。4电流型双