改进梯形波变化因子的mpwm逆变器调速系统建模与仿真

改进梯形波变化因子的mpwm逆变器调速系统建模与仿真

1spwm造成高次谐波spwm正脉宽调制技术广泛应用于低频设备和通信传输中。spwm模型的最大特点是易于操作。缺点是，最大相位电压的输出相位和逆带的直流电电压之比仅为0.5，且对激励装置的输出具有充分利用。其次，spwm产生了高次频带分量，导致电机的发热、旋转误差和系统扰动。空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)模式既可以减小转矩脉动,又可提高逆变器的直流电压利用率,但它需要经过变换等一系列繁琐的处理,具有很大的计算量。适合在线计算的梯形脉宽调制(TPWM)模式,不仅具有更快的PWM模式计算速度,而且提高了逆变器直流电压的利用率,但是梯形波调制信号含有低次谐波,转矩脉动较大。本文以减小转矩脉动为目标,优化出改进梯形波变化因子的最佳值,通过对MTPWM模式的仿真研究,建立了电压源MTPWM逆变器供电异步电机考虑主磁路饱和时的变频调速系统数学模型,通过仿真证实MTPWM模式在充分利用了馈电给逆变器的直流电压的同时,减少了转矩脉动。2mtpwm模式的模拟研究2.1梯形波信号的获得梯形波是由三角波信号经简单的变化而成,设梯形波的幅值为ET,三角波信号的幅值为M,将三角波信号的幅值限制在±ET范围内,即可获得梯形波信号。σ=ETM,是三角系数,当σ=25时的梯形波中不含5次谐波,谐波性能最好,而且又可获得较大的直流电压利用率,可用作取代正弦调制波的调制波信号(图1)构成TPWM模式的逆变器。2.2mtpwm模式的基本原理改进梯形波是由梯形波上方叠加矩形波形成,σ、γ为改进梯形波的变化因子,取值范围从0到1,σ表示梯形波倾斜部分占梯形底边的比例,γ为矩形波幅值与改进梯形波幅值比。改进梯形波调制逆变器输出电压基波及高次谐波的幅值如下:Vun=8MdUd3π2[πγncosnσπ2+2(1−γ)n2σsinnσπ2]cos2nπ6(1)n=1,3,5,K,Ud是逆变器的直流供电电压,调制系数Md表示调制波幅值与三角载波幅值之比。由式(1)知,MTPWM逆变器馈电至异步电动机的电压是非正弦电压,非正弦供电下谐波电流要产生谐波转矩,一种是恒定谐波转矩,一种是脉动转矩,恒定谐波转矩通常很小,可以忽略不计,而其5、7次谐波电压所产生的5、7次谐波电流将与气隙基波磁场相互作用,产生6倍基频的脉动转矩,其表达式如下:T6k≅Φ1(I6k+1-I6k-1)sin6kωst(2)k=1,2,3,…,Φ1为基波磁通,相应的定子谐波电流表达式为I6k±1≅V6k±1(6k±1)(Xs+Xr)(3)Rs、Rr、Xs、Xr分别为定、转子电阻和定、转子漏抗,由式(3)可知只要满足V55=V77,则有I5=I7,T6=0。根据上述分析,满足T6=0条件的σ、γ很多,由式(2),V/F为常数并考虑到低频电压补偿,Φ1是常数,T6k可以从|V6k−16k−1−V6k+16k+1|来反映,图3表示σ、γ满足T6=0时T6k的变化(k=2,3,…)。从图3看出当σ=0.333,γ=0.38时,不仅使T6=0,而且其余的6倍基频脉动转矩值T6k(k≠1)最小。以减少转矩脉动为目标,优化出改进梯形波变化因子σ、γ的最优值为:σ=0.333,γ=0.38。取σ、γ为最优值时的改进梯形波为调制波取代正弦调制波即构成MTPWM模式的逆变器。MTPWM逆变器波形的形成是采用一组三相对称的修正梯形调制波电压信号eMTa、eMTb、eMTc与三角载波电压信号eb相比较,交点处产生PWM脉冲列作为逆变器功率开关元件的驱动信号。假设逆变器相电压为uao、ubo、uco,线电压为uab、ubc、uca,则有:3电机磁化系统采用d、q坐标固定在定子绕组的静止坐标系、不计饱和时异步电机电压矩阵方程已经表述过。计及主磁路饱和后,励磁电感Lm已非常数,对于一般异步电机,采用下式进行拟合,可精确地描述电机磁化曲线。Im=K1λm+K3λ3m+K5λ5m(4)将Im分解为q及d轴分量,经推导可得异步电机考虑主磁路饱和后,在静止坐标系中的电压矩阵方程为:式中:R、Lσ、ω分别表示电机电阻、漏电感及转子角速度,下标s、r分别表示定、转子的量,λm是励磁磁链,P=d/dt。选取电流、磁链及转子角速度为状态变量,考虑主磁路饱和异步电机数学模型为:式中:Np、Te、J、T1分别表示电动机极对数、电磁转矩、电机及负载转动惯量、负载转矩,电压矩阵[V]的表达式如下:联立式(7)、(8)即是MTPWM逆变器供电异步电机变频调速系统的数学模型。4mtpwm模式下变压器输出相电压基波幅值基于上述模型和分析,对MTPWM逆变器供电下异步电机系统的动态性能进行仿真,并与TPWM逆变器供电下系统的动态性能进行比较。样机是额定功率为11kW,4极的笼型异步电动机,电机有关参数:Rs=0.2687Ω,Rr=0.1935Ω,Lsσ=1.732×10-3H,Lrσ=3.059×10-3H,逆变器输出频率fs=25Hz,三角载波频率fb=4500Hz,J=0.125kgm2。根据式(1),MTPWM模式下(σ=0.333,γ=0.38)逆变器输出相电压基波幅值为0.5864MDUD,而TPWM模式下(σ=25‚γ=0)逆变器输出相电压基波幅值为0.59555MDUD。SPWM模式下逆变器输出相电压基波幅值为0.5MDUD,因此在相同的调制系数下,当系统在SPWM模式下的逆变器的直流电压是513V,采用改进梯形波作为调制信号,可以使PWM逆变器相电压基波幅值增加17.28%,改进梯形波调制逆变器的直流供电电压Ud是437.4222V,采用梯形波作调制信号,可以使PWM逆变器相电压基波幅值增加19.11%,梯形波调制逆变器的直流供电电压Ud是430.6934V。图4和图5是TPWM模式和MTPWM模式逆变器供电异步电机开环变频调速系统空载直接起动时的动态性能仿真曲线,比较两图可知:两种模式下系统空载起动的加速时间一致,但MTPWM模式的转矩脉动较TPWM模式显著降低。5改进u3000改进梯形波变化因子的确定(1)对适合在线计算、旨在完善梯形脉宽调制(TPWM)模式的改进梯形脉宽调制(MTPWM)模式进行了仿真研究。改进梯形波是由梯形波上方叠加矩形波形成,σ、γ为改进梯形波的变化因子,以减少转矩脉动为目标优化出改进梯形调制波变化因子的最佳值σ=0.333,γ=0.38。(2)建立了MTPWM逆变器供电异步电动机考虑主磁路饱和时的变频调速系统数学模型,对MTPWM