含电容电压的中点电压偏移多电平逆变器的空间矢量脉宽调制

含电容电压的中点电压偏移多电平逆变器的空间矢量脉宽调制

0电容电压平衡问题的提出自出版以来，三个平面平均分布在中压直机行业的设备传递、电网补偿和吸收等领域得到了广泛应用。与两电平结构相比，多电平具有如下优点：1）每个功率管承受的电压应力大幅降低；2）在相同的开关频率下，输出谐波含量大幅降低；3）功率管开关损耗降低。目前主要存在多电平形式有：级联式(cascadeH-bridgemulti-levelinverter,CHMLI)、飞跨电容式(flyingcapacitormulti-levelinverter,FCMLI)和二极管箝位式(diode-clampedmulti-levelinverter,DCMLI)。三电平的DCMLI结构常被称为NPC型。NPC三电平逆变器在运行时，必须保证电容电压平衡，制约其应用的最不利因素就是电容电压偏移。目前提出的NPC三电平逆变器平衡电容电压主要措施有：1）多个独立直流电源，常用多抽头变压器和三相整流桥获得；2）用附加的变换器向中点注入或抽取电流；3）调节PWM序列来平衡电容电压[7,8,9,10,11,12,13]。前2种方法造成系统体积庞大、效率降低、成本增加，第3种方法不会增加系统的硬件和控制系统，最具吸引力，但本身有较大的局限性。多电平调制策略大多是两电平调制策略的延伸，一般采用正弦载波PWM(sinusoidalcarrier-basedPWM,SPWM)和SVPWM(spacevectorPWM,SVPWM)。当向SPWM的载波信号中注入特定零序分量后，两者能够实现同样的开关序列，这2种方法的开关序列是一致的，但由于这2种调制策略自身的局限性，在调制度较高、负载功率因数较低时，电容电压将出现低频振荡。VSVPWM最早是针对NPC三电平逆变器的电容电压平衡问题提出的。算法增加了开关次数，但在全调制度和负载功率因数范围内能够很好的平衡电容电压。VSVPWM存在如下缺陷：1）算法复杂；2）无法处理计算中近似处理和累积效应造成的电容电压不平衡。本文首先建立含电容电压的NPC三电平逆变器的PWM模型，讨论SVPWM和VSVPWM的约束条件。提出SVPWM和VSVPWM的混合调制策略，给出2种调制策略的切换条件。实验结果表明，该方法较之以前的解决方案能够更好的平衡电容电压，并且也能够有效的降低开关次数和降低逆变器输出的谐波含量。1算例2:两电平变压器与功率管导通之间的关系图1为NPC三电平逆变器的电路拓扑和其空间矢量图。NPC三电平逆变器的每相有4个功率管，分别为S1、S2、S3、S4，表1给出了输出电平与功率管导通之间的关系。图1(b)为二极管箝位型三电平逆变器的空间矢量图。在线性区内调制度m∈，参考矢量为对应的线电压峰值为mUDC，线电压瞬时值为并且可以得到在ωt=[0,π/3]内，uAB,uBC≥0成立。为了讨论方便，令Ts=1为单位时间，UDC=1为单位电压。2svpwm和vsvpwm的原理以及中点电压平衡的方法2.1u3000电流正方向NPC三电平逆变器的SVPWM算法是基于伏秒平衡原理，如图2所示，如果参考矢量位于A2小三角形内时，合成关系如下：由于U1P和U1N位于矢量图中的同一点，对负载的作用也是一致的。规定电流正方向为从逆变器流向负载，若在一个采样周期内iA>0,U1P作用时电流流出中点，而U1N作用时电流流入中点，因此在U1P+U1N不变的条件下，改变两者的分配关系，就可以控制流入中点的电流，从而控制中点电压。研究表明，SVPWM在调制度较高、负载功率因数较低时，中点电压将不可避免的出现频率为输出频率3次的低频振荡。2.2中点电压平衡问题引入虚拟矢量如图3所示。将A扇区分为5个区域，参考矢量合成原则仍然采用最近三矢量合成原则。当参考矢量位于新的A2区时，此时参考矢量合成关系为U3、U5的作用不影响中点电压，U1P的中点电流为iA,U2的中点电流为iB,U4P的中点电流为iC，将U2′的作用时间均匀分配给3个矢量U1P、U2、U4P，能够保证在每个采样周期内流入中点的电流始终为零，从而保持中点电压平衡。但是VSVPWM存在如下缺点：1）计算较为复杂；2）开关次数较多，在相同的开关次数下，输出的谐波含量较之SVPWM高；3）没有对中点电压的进行反馈控制，无法处理由于算法误差累积效应造成的中点电压偏移。3等效电路的心理调制方程以ωt=[0,π/3]为例进行讨论，假定在采样周期内每相允许输出3个电平，输出线电压满足条件：时间变量满足：方程(7)和(8)构成了三电平逆变器广义PWM调制的方程。假定采样周期内三相电流的大小和符号不变，要使逆变器的电容电压在该采样周期内不发生偏移，需满足流入中点和流出中点的电流相等，即将式(7)、(8)、(9)写成矩阵形式：式(10)为含中点电压平衡条件的NPC三电平逆变器的调制模型。模型中未知数的数目远大于方程数目，需附加约束条件，使方程数目与未知数数目一致，衍生出多种三电平逆变器的调制算法。4满足svpwm和vsvpwm的限制4.1各犯各放电作用时间在SVPWM调制时，其约束条件为，A、B、C三相在一个采样周期内只出现2个电平：1)A相输出2、1电平，B相输出2、1电平，C相输出1、0电平，即t0,A=t0,B=t2,C=0。式(10)可以写为解出三相每个电平作用时间：2)A相输出2、1电平，B相输出1、0电平，C相输出1、0电平，即t0,A=t0,B=t2,C=0。式(10)可以写为解出三相每个电平作用时间：另外2种情况：1)A、B、C三相输出2、1电平；2)A、B、C三相输出1、0电平。这时所得到的调制方程所对应的系数矩阵非满秩，不可能求出满足中点电压平衡的调制方法，不加以讨论。4.2相输出2、1电平若在ωt=[0,π/3]内，允许B相出现3个电平，A相输出2、1电平，C相输出1、0电平，即t0,A=t2,C=0。(9)式存在一个自然解：结合式(10)和(15)，此时调制的约束方程可以写为三相每个电平作用时间为4.3hpwm策略若式(12)或者(14)中每个电平作用时间都大于零，可以采用SVPWM调制，否则就采用VSVPWM调制方法。这样既保证了一个采样周期内中点电压的平衡，也可以保证开关次数较低和谐波含量较低。图4给出了HPWM策略中SVPWM所占的比例rSVPWM。图中ϕ为功率因数角，当调制度m较低且功率因数较高时，HPWM策略中SVPWM所占比例较高；当调制度较高且功率因数较低时，VSVPWM所占比例明显增大。5考虑到累积误差，算法的修正5.1等效电容组合前文假定一个采样周期内电流的大小和方向保持不变，但由于三相在不同时刻出现电平1，将式(12)、(14)和(17)带入式(9)时，等号不再严格成立，算法中需考虑近似误差和累积偏移效应。对1电平而言，等效电容为上下电容并联，若电容电压偏移量为∆U=(UC2/UDC-1/2)UDC，需要从电容抽取电荷Q=2C∆U:对于式(12)，若A相增加2电平作用时间∆t，则1电平作用时间会减少∆t,B相1电平作用时间会减少∆t,C相1电平作用时间会增加∆t。考虑iA+iB+iC=0，有因此三相输出各个电平时间为同样对于式(14)，有：因此三相输出各个电平时间为5.2平衡电流的选择若分别选择iA或iC作为平衡电流，定义平衡时间为选择iC作为平衡电容电压的电流，可以解出三相电平的分别作用时间为或选择iA作为平衡电容电压的电流，可以解出三相电平的作用时间：为了尽量平衡由于累积效应所造成的中点电压偏移，可以选择电流较大的那一相作为平衡电流。SVPWM和VSVPWM的切换条件仍然采用上一小节给出的条件。6混合调制模式在实验室搭建了NPC三电平逆变器原型机。功率器件为2MBI400N-060IGBT，箝位二极管为2FI200A-060D，直流侧分压电容为2200µF。采用TMS320C2812DSP完成系统的采样和电平作用时间计算，采用现场可编程门阵列(fieldprogrammablegatearray,FPGA)作为驱动信号分配，图5是整个控制系统的控制框图。直流侧电压为511V，阻感性负载，电阻为20Ω，电感为100mH。逆变器输出频率为50Hz，每周期采样18次。电流、电压通过Tek示波器DPO4104和配套的Openchoice软件测得。图6给出了混合调制模式下，m=0.75时的逆变器输出的相电压、线电压电流和中点电压波形。可以看出，此时SVPWM完全能够满足逆变器中点电压的控制条件，混合调制方式退化成为单纯的SVPWM控制。图7给出了SVPWM模式下，m=0.95时的逆变器输出的相电压、线电压电流和中点电压波形。可以看出，此时中点电压存在明显的3阶振荡，振荡的幅值达到25V左右，这时单纯的采用SVPWM调制方式，已经无法对中点电压的低频振荡进行很好的控制。图8给出了VSVPWM模式下，m=0.95时的逆变器输出的相电压、线电压电流和中点电压波形。可以看出，此时可以很好地控制中点电压，但是逆变器输出的相电压明显有一段在一个采样周期内出现了2次开关动作，这将增加器件的开关损耗，并且逆变器输出的电流波形中也产生了较大的畸变。图9给出了混合调制模式下，m=0.95时的逆变器输出的相电压、线电压电流和中点电压波形。可以看出，此时可以很好地控制中点电压，逆变器输出的相电压明显在很少的采样周期内出现了2次开关动作，在这些采样周期内采用的是VSVPWM调制方式，而其他采样周期内