基于基本单元的中点钳位非隔离全桥光伏并网逆变器

基于基本单元的中点钳位非隔离全桥光伏并网逆变器

0低漏电流的研制由于波形发电系统（pv）的投资大、发电成本高，实现高效化和网络互联对缩短成本回收周期、创造经济效益具有重要意义。非隔离型光伏并网逆变器拥有效率高、体积小、质量轻和成本低的绝对优势,但是,变压器的消除使得PV和电网之间有了电气连接,共模电流(漏电流)可能会大幅增加,带来传导和辐射干扰,增加进网电流谐波以及损耗,甚至危及设备和人员安全。因此,低漏电流的非隔离型光伏并网逆变器成为了研究热点之一。半桥类逆变器具有本质低漏电流和低进网电流直流分量的结构优势,但直流侧电压利用率低。双极性调制的全桥并网逆变器同样具有低漏电流的特性,但电感电流纹波是单极性调制的2倍,开关和滤波电感损耗大,效率低,故各国学者对于低漏电流的改进型单极性全桥拓扑开展了大量的研究工作,其思想均是构造新的续流回路,使得续流阶段光伏电池输出端与电网脱离,其中具有代表性的有SMA公司的H5拓扑和Sunways公司的Heric拓扑,但上述2种拓扑技术均存在专利封锁。文献[13-14]则推导了全桥电路高频共模等效模型,并指出漏电流完全消除的条件是,续流阶段的续流回路电位被钳位在光伏电池电压的一半,而非简单地使电池板与电网脱离,故此2种拓扑虽然结构简单,但其漏电流大小取决于谐振回路寄生参数和电网电压幅值,因此,虽满足漏电流相关指标,仍有待进一步改善。文献提出在H5基础上加入一支可控开关管和分压电容构成双向钳位支路,实现续流回路电位是电池电压的一半,但钳位效果受开关管死区时间制约。文献则通过二极管钳位支路同样使得续流回路电位处于电池电压的一半,钳位效果仅取决于钳位二极管的开通速度,故漏电流抑制效果好,但通态损耗较大。文献[16-18]提出,包括基本直流变换器、电压源逆变器及多电平变换器在内的各种拓扑都可以由基本开关单元合成得到。而文献和拓扑均是通过输入分压电容和钳位支路实现续流回路电位处于电池电压的一半。故本文试想,是否可以从基本开关单元的角度探求这两种拓扑之间的联系并发现新的电路形式呢?基于这一思路,本文提出2种中点钳位单元:中点钳位正单元(positive-neutralpointclampedcell,P-NPCC)和中点钳位负单元(negative-neutralpointclampedcell,N-NPCC),并提出基于NPCC的一族并网逆变器拓扑及其构成方法。1中点钳位非隔离畸变的焊接和组成方法1.1光伏电池电压提出的NPCC如图1所示,根据节点O连接开关管的集电极还是发射极,分为P-NPCC和N-NPCC两种。图1中,O1和O2端均需连接输入分压电容中点,故u(O1)=u(O2)=0.5UPV,UPV为光伏电池电压。P-NPCC的P(10)端连接光伏电池的正输出端,P-端连接输出滤波电感的一端。N-NPCC的N-端连接光伏电池的负输出端,N(10)端连接另一个输出滤波电感的一端。P-端和N(10)端的电位与开关管动作有关,如表1所示。功率传输时S1、S2导通,续流时S2、S3导通。结合表1可知,S2在功率传输和续流时均保持导通。S1在功率传输时导通,续流时关断,实现续流阶段光伏电池输出端与电网脱离。S3在功率传输时关断,续流时导通,实现续流回路电压为光伏电池电压的一半。因此,由NPCC作为基本开关单元的非隔离并网逆变器拓扑,符合完全消除漏电流的两个基本条件。1.2方差分析和全桥拓扑传统单相非隔离全桥逆变电路拓扑如图2所示。其中,AU、AD、BU和BD分别为全桥逆变电路的4组开关单元。若仅在其中一组开关单元引入P-NPCC或N-NPCC,在续流时无法实现光伏电池输出正、负端同时与电网脱离。因此,在桥臂A和B中各引入一组NPCC,未引入NPCC的开关单元仍采用单个开关管,可以得到一族新型的NPC非隔离全桥拓扑,如图3所示。图3(a)拓扑由AU采用P-NPCC,BD采用N-NPCC得到,称为PN-NPC全桥。图3(b)拓扑则是由AD采用N-NPCC,BU采用P-NPCC构成,称为NP-NPC全桥。图3(c)和3(d)分别称为DP-NPC(dualP-NPC)和DN-NPC(dualN-NPC)全桥。1.3u3000景观参数图4为图3(a)所示PN-NPC非隔离光伏并网逆变器的驱动时序示意图。其中,ur为进网电流PI调节器输出的调制波;ugs1—ugs8分别为开关管S1—S8的驱动信号(对应图5),ugs1、ugs3、ugs4和ugs6以开关频率高频动作。图5(a)—(d)分别描述了PN-NPC非隔离光伏并网逆变器的4种工作模态。由uAN、uBN分别表示两桥臂中点A、B对N点的电位差;uAB=uAN-uBN。1)模态1,如图5(a),开关管S1、S2、S5和S6导通,其余开关管关断。uAN=UPV,uBN=0,故uAB=UPV,共模电压uCM=(uAN+uBN)/2=0.5UPV。2)模态2,如图5(b),开关管S2、S5导通,其余开关管关断。电感电流通过S7、S8体二极管续流,uAN=0.5UPV,uBN=0.5UPV,故uAB=0,uCM=(uAN+uBN)/2=0.5UPV。3)模态3,如图5(c),开关管S3、S4、S7和S8导通,其余开关管关断。S7、S8虽然导通,但无电流流过。uAN=0,uBN=UPV,故uAB=-UPV,uCM=(uAN(10)uBN)/2=0.5UPV。4)模态4,如图5(d),开关管S7、S8导通,其余开关管关断。电感电流通过S2、S5体二极管续流,uAN=0.5UPV,uBN=0.5UPV,故uAB=0,uCM=(uAN+uBN)/2=0.5UPV。由上述分析可知,新拓扑在4种工作模态下的共模电压uCM均为0.5UPV,保持不变,故满足漏电流完全消除的条件。开关管S1、S2、S5—S8的电压应力相同,且为开关管S3、S4电压应力的一半。所有开关管的du/dt均为输入电压的一半。1.4拓扑与hisic拓扑互作在目前的光伏发电应用中,Heric拓扑是最主要的非隔离全桥逆变器拓扑之一,其效率较高。故本文将提出的PN-NPC拓扑与Heric拓扑进行了比较分析。Heric拓扑及其驱动信号示意图如图6所示。结合图4和图6(b)可知,PN-NPC拓扑和Heric拓扑在任意开关时刻均仅有2支开关管高频动作,故两拓扑驱动损耗基本相同。表2为两种拓扑的器件电压等级、数量分布。由表2可知,P-NNPC拓扑开关管du/dt为Heric拓扑的一半,故相同开关频率和输入电压时,开关损耗小于Heric拓扑。在功率传输阶段,ug>0,PN-NPC拓扑流过4支600V开关管;ug>0,流过2支1200V开关管。Heric拓扑在功率传输阶段,ug正负半周,均流过2支1200V开关管。续流时,PN-NPC拓扑流过4支600V开关管,而Heric拓扑流过2支1200V开关管。由于开关管体二极管导通压降与电压定额近似成比例,故与Heric拓扑相比,提出拓扑续流损耗与Heric拓扑基本相同,而通态损耗和反向恢复损耗略大于Heric拓扑。2其他中点钳位非隔离畸变傅里叶变换的推理推理2.1ohs拓扑的工作原理图3(c)和(d)中,桥臂A和B的电路结构完全相同,故可以复用部分开关管。以图3(c)为例分析,ug正半周,功率传输模态时,SP11导通,SP21关断,故u(P1)=UPV,u(P2)=u(O)=0.5UPV。此时若SP21导通,使u(P1)=u(P2)=UPV,由于SP22和SP23的阻断作用,电路仍可正常工作。同理,ug负半周,功率传输模态时,SP11和SP21也可同时导通。而在续流模态时,无论处于ug正半周还是负半周,SP11和SP21均关断,SP13和SP23均导通,故u(P1)=u(P2)。因此,通过适当的调制策略可实现无论在功率传输或续流模态时,P1和P2点电位始终相等,故可将P1和P2点短接,并去除冗余开关管,得到文献提出的oH5拓扑,如图7(a)所示。为防止输入分压电容Cdc1短路,SP1和SP3驱动信号之间需要一定的死区时间,故该拓扑的漏电流抑制效果受死区时间制约。同理,将图3(d)拓扑的N1和N2点短接,并去除冗余开关管,得到oH5拓扑的另一种形式,如图7(b)所示。2.2bp拓扑的简化若图2中的AU和BU均采用P-NPCC,而AD和BD均采用N-NPCC,则可得到图8(a)所示拓扑形式。由2.1节可知,通过适当的调制策略,可使P1和P2、N1和N2的电位相等,故图8(a)拓扑可简化为图8(b)。进一步分析电路工作模态可知,图8(b)拓扑续流时SP3和SN3仅流过单向电流,故可由与其开关管体二极管方向相同的独立二极管替代,简化得到文献提出的FB-DCBP拓扑,如图8(c)所示。由上述分析和拓扑演化过程可知,oH5和FB-DCBP拓扑均可以由本文提出的NPCC基本开关单元组合生成。3带漏电流的两桥式网络拓扑本文分别搭建了PN-NPC和Heric非隔离光伏并网逆变器的实验样机,均以DSPTMS320F2808为主控芯片。考虑到较大功率的单相光伏并网逆变器输入电压通常在350~700VDC,为方便比较两种拓扑的变换效率,功率器件分别选用1200V和600V电压定额的IGBT。样机主要参数如表3所示。图9—11分别为PN-NPC和Heric的共模电压、漏电流和开关管漏源电压波形图。其中,ug和ig分别表示电网电压和电流;iL1为电感L1电流;uCM为共模电压,由两桥臂中点电压uAN、uBN之和得到;iLeakage表示进网漏电流,其测试点如图2所示,由输出L、N线电流之差得到;uds7和uds8分别为PN-NPC拓扑开关管S7和S8的漏源电压波形。由图9和10可知,PN-NPC拓扑的共模电压为恒定值,而Heric拓扑由于续流回路电位未被钳位,故共模电压存在振荡。PN-NPC拓扑在开关频率处的漏电流仅为3mA,而Heric拓扑的漏电流9.5mA,故PN-NPC拓扑的共模特性优于Heric拓扑。由图11可知,PN-NPC拓扑开关管S7和S8的du/dt均为输入电压的一半,故与Heric相比,减小了开关损耗,优化了电磁兼容性能。图12为PN-NPC和Heric拓扑在相同实验条件下(UPV(28)400V)的效率对比曲线。虽然PN-NPC拓扑的通态损耗略大于Heric拓扑,但由于开关损耗明显降低,故实测效率前者略高,两者最高效率分别为97.71%和97.45%。计算得到欧洲效率分别为97.20%和97.09%。4国际医学单一标准最符合水景规则as/which长期国内国际专家,作品本.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.4.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.4和5.5.5.3.3.3.3.3.4.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.3.4.3.3.4.3.4.3.4.3.4.3.3.3.4.3.3.4.3.4.3.3.3.3.3.3.3.3.3.4.3.3.3.3.4.3.3.4.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.4.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.31)本文提出了由P-NPCC和N-NPCC两种基本单元构造中点钳位逆变器拓扑族的统一方法,研究了中点钳位非隔离全桥逆变器拓扑的生成机理和推演方法,揭示了中点钳位逆变器拓扑族的内在联系。2)提出了一族中点钳位非隔离全桥光伏并网逆变器拓扑。分析和实验结果表明,提出的拓扑减小了部分开关管电压定额,降低了开关损耗,优化了电磁兼容性能,具有低漏电流、高变换效率的优点。为研发自主知识产权光伏并网逆变器提供了可行的方案。Inordertomeetthesafetyrequirementfortransformerlessgrid-tiedPVinverters,theleakagecurrenthastobetackledcarefully.Neutralpointclamped(NPC)topologyisaneffectivewaytoeliminatetheleakagecurrent.Inthispaper,twotypesofbasicswitchingcells,thepositiveneutralpointclampedcellandthenegativeneutralpointclampedcell,asshowninFig.1,areproposedtobuildNPCtopologies,withasystematicmethodoftopologygenerationgiven.TwoNPCCsshouldbeemployedinphaseAandphaseBrespectively.Asaresult,afamilyofnovelsingle-phasetransformerlessfull-bridgeNPCinvertersisgene-rated.OneoftheproposedNPCinvertersisshowninFig.2.Grid-tiedPVsystemsusuallyoperatewithunitypowerfactor.ThewaveformsofthegatedrivesignalsfortheproposedtopologyareshowninFig.3,whereuristheoutputsignalofinductorcurrentregulator,alsonamedasmodulationsignal.ugs1tougs8representthe