三电平svpwm逆变率的空间矢量调制

三电平svpwm逆变率的空间矢量调制

0si工作原理中点三表示的三表示滤波功能明显优于传统的两电压矩阵，在中压大的情况下得到了广泛应用。由于开关器件承受的电压仅为直流母线电压的一半，对于给定的功率半导体器件，这种特性使得电压型逆变器(VSI)的功率等级提高了一倍，而且这种功率等级的提高并不需要增加额外的硬件设施。另外输出电压的第一簇谐波集中在开关频率的两倍处，这种特性进一步降低了无源器件的尺寸、重量和费用，同时也改善了输出波形的质量。该拓扑结构不足之处在于：三电平VSI需要更多数量的器件，控制复杂性明显增加以及中点电压发生波动。电压型逆变器的输出性能主要取决于调制算法，空间电压矢量调制技术(SVPWM)以其易于数字实现，电压利用率高等优点，得到了广泛的应用。三电平逆变器电路如图1所示。其开关状态可用图2所示空间矢量图说明。所有空间矢量可以分类为零矢量、小矢量(内六边形的顶点)、中矢量(外六边形边的中点)和大矢量(外六边形的顶点)，零矢量和小矢量都有冗余开关状态。在三电平空间矢量调制模式中，目前最常见的就是八段对称式SVPWM，这种脉宽调制调制模式实质上是一种单极性调制。但不同的冗余矢量处理方式会产生不同的空间矢量调制模式，由此可以产生的一种调制方式就是在空间矢量图的内六边形中采用双极性调制，其外围三角形采用半双极性调制或单极性调制，这种调制方法的谐波性能优于常见的八段对称式SVPWM，而且这种调制方法十分有利于中点电压的平衡控制。本文首先基于三电平冗余电压矢量的不同处理，提出了一种三电平空间电压矢量调制模式，并分析了在这种空间电压矢量调制方式下的三相负载电流流进和流出中点对于中点电位的影响，然后基于这种调制模式提出了一种新的中点电压平衡控制方法。这种方法只需电容电压和负载三相电流信息，控制算法简便易行，有利于计算机数字实现。最后对所提出的控制方法进行了仿真和实验研究，实验中采用TMS320LF2407ADSP为核心控制芯片，电压电流检测采用高精度的霍尔传感器。研究结果表明该调制模式及其中点控制方法是正确有效的，并且控制软件便于实现，具有实际应用价值。1三个平面空间的变量矩阵1.1c三角形动态仿真如图2所示6个大电压矢量将空间矢量图分为6个正三角形区域，以大矢量PNN为起始沿逆时针每60°依次定义为扇区I、II、…、VI。对首个60°的第I扇区进行分析，然后根据对称性，可以得到整个360°的工作情况分析。以图3为例分析空间电压矢量的合成，假设期望的电压矢量落在C三角形中，由伏秒平衡原则有式中：Ta、Tb、Tc分别为矢量U1、U2、U4的作用时间；Ts为空间矢量调制的控制周期，考虑到参考空间电压矢量可得其中，为调制深度。同理，可以得出参考矢量位于三角形A、C、D中三矢量的作用时间，在此略去推导过程。由对称性不难得出其余5个扇区的矢量作用时间。根据各矢量作用时间，按照中心化对称的矢量发送顺序，可以得出参考矢量位于各个三角形中时三相输出矢量时序图，由此就可以得到三相桥臂各开关器件的驱动信号。同时考虑到参考矢量位于不同三角形中时对冗余矢量的不同处理，分别得到不同的PWM模式，下面就这个问题作进一步分析。1.2桥臂开关器件的控制副产品为了确保光滑的输出电压波形，在本文提出的SVPWM调制模式中，用于合成A三角形的输出电压矢量首发矢量都是零矢量PPP，这样可以有效地避免扇区切换过程中发生矢量突变。例如，参考矢量位于Ⅰ扇区三角形A中，输出矢量的次序为PPP→PPO→POO→OOO→OON→ONN→NNN→ONN→OON→OOO→POO→PPO→PPP；当然首发矢量采用零矢量NNN也可以，则矢量发送次序为NNN→ONN→OON→OOO→POO→PPO→PPP→PPO→POO→OOO→OON→ONN→NNN。具体三相输出时序图如图4所示。根据这个时序图，就可以得出三相桥臂开关器件的驱动信号。由图4(a)可以看出此时PWM生成模式为双极性调制，在每个开关周期中各相的4个开关器件都必须开通关断一次，所以线电压的脉冲数是常见单极性调制的2倍。同时这种双极性调制模式下，三角形A的两对冗余电压小矢量都被使用，这种特性十分有利于中点电压的波动抑制。1.3u3000稳定值同样地，为保证输出电压波形的光滑性，应有效避免扇区切换过程中的矢量突变，因此用于合成的C三角形输出电压矢量的首发矢量是正小矢量PPO。需要指出，如果在A三角形中首发矢量采用零矢量NNN，则此时输出电压矢量的首发矢量应为负小矢量ONN。具体的输出矢量次序为PPO→POO→PON→OON→ONN→OON→PON→POO→PPO；三相输出时序图如图4(b)所示。可以看出此时PWM生成模式为半双极性调制，即在每个开关周期中3相桥臂中的某一相的4个开关器件都必须开通关断一次，同时这种半双极性调制模式下，三角形C的两对冗余电压小矢量都被使用，与A三角形一样这种特性十分有利于中点电压的波动抑制。1.4单极性svpwm模式因为用于合成位于B和D三角形的参考矢量的冗余矢量只有一对，所以此时PWM生成模式为单极性调制，即在每个开关周期中3相桥臂中的4个开关器件只有成对的一组开关器件（例如于A相而言为S1和S3或者S2和S4）导通关断一次，另一组则保持常通或常断。三相输出时序图如图5所示。和三角形A和C不同的是，此时只有一对冗余小矢量可以用于中点电压的波动抑制。由上述分析可以看出，这里提出的SVPWM方法和常见的8段对称式单极性SVPWM在本质上是一样的，都是由最近三个电压矢量合成参考电压矢量。不同之处在于前者在每个开关周期中各相桥臂的4个器件都必须开通关断一次，表现在线电压的脉冲波形中其脉冲数是后者的2倍。而后者在每个开关周期中各相桥臂只有成对的一组开关器件在导通关断，另一组则保持常通或常断。因此，在相同硬件工作条件下前者调制的谐波特性要优于后者，这一点也可以从图6给出的这两类SVPWM模式下的输出线电压FFT看出来。从对于冗余电压矢量的处理来看，前者的调制方式更为有利于中点电压的波动抑制。但是，因为开关次数多了一倍，前者调制的开关损耗特性要逊色于后者。2中点电位平衡控制对于小矢量和中矢量，三相负载的一相或者两相被连接到中性点，这将产生引起中点电压波动的中点电流(inp)，中矢量只有一相电流连接到中点，使得中点电位在一定程度上依赖于负载条件。三相逆变器每个桥臂的输出共有三种状态，正电平(P)、负电平(N)和零电平(O)，因此可以设逆变器的开关状态为对于任一相桥臂，当该桥臂连接到中性点时，即Sx(t)=0时，此相负载电流会通过箝位二极管流入到中性点，所以流入到中性点电流的瞬时值可以表示为式中为绝对值函数。此中性点电流流经直流电容，必将造成直流电容电压的波动，所以中点电位平衡控制的任务就是要在一个控制周期Ts中控制流经中点的平均中点电流为零，使得在每个控制周期中直流电容电压的变化为零。每对冗余小矢量产生的输出线电压是相同的，但引起的中点电流极性却相反。中点电压控制的关键就在于采用合适的小矢量产生期望极性的平均中点电流来平衡电容电压。3冗余小矢量时间分配算法在传统的空间矢量调制(SVM)中点电位控制方法中，最常见的一种中点控制方法就是通过滞环控制调整冗余小矢量的作用时间[6,10,11,12,13,14,15]，这是一种定性粗略的调节方案，并且这种方案的实际控制效果和负载功率因数有很大关系，功率因数越低，其中点控制效果越不理想。冗余小矢量总是成对出现，每对矢量产生同样的线电压，然而产生的中点电流方向却不同，对于中点电压的影响刚好相反。本文利用冗余小矢量的这种性质，通过精确调整小矢量对的作用时间分配即调整该冗余小矢量对的分配因子实现中点电压平衡的控制。由第3节中对中点电流的分析知道，欲使每个控制周期中直流电压的变化为零，则需在一个控制周期Ts中控制流经中点的平均中点电流为零。而在系统实际运行过程中，中点电压可能偏离平衡点位置，或者电容的初始电压不相等，这时应施加适当的中点电流/电荷，使得在一个控制周期Ts内中点电压尽量向平衡点变化。设每个控制周期中测得两个直流电容电压的偏差为这时施加控制后流入中点的中点电荷应为其中，Cdc为直流电容值，如图1所示。为提高中点控制性能，当参考矢量位于三角形A和C中时计算分配因子的同时应考虑瞬时流入中点的电流极性，为简化系统控制同时也便于系统控制的实现，两对冗余小矢量的正小矢量时间分配因子k选取的原则为如果两个正小矢量作用时流入中点的电流极性相同，则如果相反，则其中，分别为两对冗余小矢量的正小矢量和负小矢量作用时间。由式(7)并考虑到图3所示三相桥臂开关状态，同时假定一个控制周期Ts内三相负载电流不变，分别为Ia、Ib、Ic，并且两个正小矢量作用时流入中点的电流极性相同，则可以得出当参考矢量位于第Ⅰ扇区A三角形中时，一个控制周期里流入中点的平均中点电荷为令可得到式(11)就是当参考矢量位于三角形A中时冗余矢量分配因子计算公式。根据此式得出的分配因子，即可以实现精确调整冗余小矢量的时间分配，以达到中点电位平衡的目的。当参考矢量位于C三角形中时,同上假设可以得到冗余矢量分配因子当参考矢量位于B、D三角形中时，此时只有一对冗余矢量作用故不需判断中点电流极性，得出的分配因子计算公式分别如式(13)，(14)所示。如果此时流入中点的电流极性相反，类似地可以得出计算公式。当参考矢量位于其它扇区时，由对称性不难得出相应的分配因子计算公式。控制中点平衡所需分配因子k是以QNP=QNP0为条件得出的，但实际分配因子还将受到调整幅值的限制，必须满足约束条件：0≤k≤1。在此约束条件下通过调整正负小矢量的时间分配，中点电位波动可以完全得到抑制。不能满足约束条件的正负矢量时间分配，此时只能在约束条件的限制下使得流入中点的中点电荷尽可能少，中点电位波动可以得到改善，但是不能够得到完全抑制，这一点和文献的结论是类似的。4实验结果与分析为验证本文提出的三电平空间矢量调制及其中点平衡控制算法的有效性，首先针对三相阻感负载进行了仿真研究，所采用的对称三相负载参数为：电阻值为12Ω；电感值为20mH；直流电容C1=C2=220µF；系统的直流侧电压为2000V；控制周期为400µS；基波频率为50Hz。然后在以TMS320LF2407ADSP为核心控制芯片构建的三电平逆变器实验平台系统上进行了实验研究，直流电容值为200µF，实验中的三相异步电机参数为：380V,Y接法，3kW。图7给出了系统输出频率f为50Hz、调制深度M为0.8时的仿真运行波形。图中t=0.04S之前没有施加中点控制，之后施加控制，由此比较了中点电压波动情况。可以看出未施加控制之前中点直流电压有较大的波动，加入了中点控制算法以后，电容电压波动得到了有效的抑制。图8为逆变器运行于双极性调制模式下一相桥臂上成对的一组开关器件实际驱动信号，图9为实验运行中的电机线电压和线电流波形。图10为电动机运行过程中施加中点控制前后的中点波形。从以上结果可以看出，本文所提出的调制方法及其中点控制算法是正确可行的。5电平变压器中点