电力拖动自动控制系统-运动控制系统：第5章 异步电动机稳态数学模型和调速方法

电力拖动自动控制系统第

2

篇交流调速系统概述直流电力拖动和交流电力拖动在19世纪先后诞生。在20世纪上半叶的年代里，鉴于直流拖动具有优越的调速性能，高性能可调速拖动都采用直流电机，而约占电力拖动总容量80%以上的不变速拖动系统则采用交流电机。交流调速系统的性能却始终无法与直流调速系统相匹敌20世纪60~70年代，随着电力电子技术的发展，使得采用电力电子变换器的交流拖动系统得以实现，特别是大规模集成电路和计算机控制的出现，高性能交流调速系统便应运而生直流电机具有电刷和换相器因为必须经常检查维修、换向火花使直流电机的应用环境受到限制、以及换向能力限制了直流电机的容量和速度等缺点日益突出起来，用交流可调拖动取代直流可调拖动的呼声越来越强烈。交流拖动控制系统已经成为当前电力拖动控制的主要发展方向2交流拖动控制系统的应用领域主要有三个方面：一般性能的节能调速高性能的交流调速系统和伺服系统特大容量、极高转速的交流调速3一般性能的节能调速

在过去大量的所谓“不变速交流拖动”中，风机、水泵等通用机械的容量几乎占工业电力拖动总容量的一半以上，其中有不少场合并不是不需要调速，只是因为过去的交流拖动本身不能调速，不得不依赖挡板和阀门来调节送风和供水的流量，因而把许多电能白白地浪费了。如果换成交流调速系统，把消耗在挡板和阀门上的能量节省下来，每台风机、水泵平均都可以节约20~30%以上的电能，效果是很可观的。但风机、水泵的调速范围和对动态快速性的要求都不高，只需要一般的调速性能。交流拖动控制系统的应用领域4高性能的交流调速系统和伺服系统鉴于交流电机比直流电机结构简单、成本低廉、工作可靠、维护方便、惯量小、效率高，如果改成交流拖动，显然能够带来不少的效益。但是，其电磁转矩难以像直流电机那样通过电枢电流施行灵活的实时控制。20世纪70年代初发明了矢量控制技术，或称磁场定向控制技术，通过坐标变换，把交流电机的定子电流分解成转矩分量和励磁分量，用来分别控制电机的转矩和磁通，就可以获得和直流电机相仿的高动态性能，从而使交流电机的调速技术取得了突破性进展。

直接转矩控制、解耦控制等方法，形成了一系列可以和直流调速系统媲美的高性能交流调速系统和交流伺服系统。交流拖动控制系统的应用领域5特大容量、极高转速的交流调速

直流电机的换向能力限制了它的容量转速积不超过106kW

·r/min，超过这一数值时，其设计与制造就非常困难了。交流电机没有换向器，不受这种限制，因此，特大容量的电力拖动设备，如厚板轧机、矿井卷扬机等，以及极高转速的拖动，如高速磨头、离心机等，都以采用交流调速为宜。交流拖动控制系统的应用领域6交流调速系统交流电机主要分为异步电机（即感应电机）和同步电机两大类，每类电机又有不同类型的调速系统。

交流调速系统的主要类型按电动机的调速方法分类调电压调速转差离合器调速转子串电阻调速绕线电机串级调速或双馈电机调速变极对数调速变频调速7~按电动机的能量转换类型分类从定子传入转子的电磁功率可分成两部分：一部分是拖动负载的有效功率，称作机械功率；另一部分是传输给转子电路的转差功率，与转差率s成正比。PmechPmPs交流调速系统即Pm=Pmech+Ps

Ps=sPm

Pmech=(1–s)Pm从能量转换的角度上看，转差功率是否增大，是消耗掉还是得到回收，是评价调速系统效率高低的标志。从这点出发，可以把异步电机的调速系统分成三类8从能量转换的角度上看，转差功率是否增大，是消耗掉还是得到回收，是评价调速系统效率高低的标志可以把异步电机的调速系统分成三类：1.转差功率消耗型调速系统全部转差功率都转换成热能消耗在转子回路中，上述的第①、②、③三种调速方法(降压、转差离合器、串电阻)都属于这一类。

在三类异步电机调速系统中，这类系统的效率最低，而且越到低速时效率越低，它是以增加转差功率的消耗来换取转速的降低的。可是这类系统结构简单，设备成本最低，所以还有一定的应用价值。交流调速系统9从能量转换的角度上看，转差功率是否增大，是消耗掉还是得到回收，是评价调速系统效率高低的标志。可以把异步电机的调速系统分成三类：2.转差功率馈送型调速系统交流调速系统除转子铜损外，大部分转差功率在转子侧通过变流装置馈出或馈入，转速越低，能馈送的功率越多，上述第④种调速方法属于这一类。无论是馈出还是馈入的转差功率，扣除变流装置本身的损耗后，最终都转化成有用的功率，因此这类系统的效率较高，但要增加一些设备。10从能量转换的角度上看，转差功率是否增大，是消耗掉还是得到回收，是评价调速系统效率高低的标志。可以把异步电机的调速系统分成三类：3.转差功率不变型调速系统转差功率只有转子铜损，而且无论转速高低，转差功率基本不变，因此效率更高，上述的第⑤、⑥两种调速方法属于此类。其中变极对数调速是有级的，应用场合有限。只有变压变频调速应用最广，可以构成高动态性能的交流调速系统，取代直流调速；但在定子电路中须配备与电动机容量相当的变压变频器，相比之下，设备成本最高。交流调速系统11中国地质大学自动化学院自动控制系第二篇交流调速系统

第5章基于稳态模型的异步电动机调速系统

主讲：陈鑫

chenxin@基于稳态模型的异步电动机调速在基于稳态模型的异步电动机调速系统中，采用稳态等值电路来分析异步电动机在不同电压和频率供电条件下的转矩与磁通的稳态关系和机械特性，并在此基础上设计异步电动机调速系统常用的基于稳态模型的异步电动机调速方法有调压调速和变压变频调速两类13目录转速开环变压变频调速系统电力电子变压变频器异步电动机调压调速异步电动机稳态数学模型和调速方法异步电动机变压变频调速14转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统5.1异步电动机稳态数学模型和调速方法包括异步电动机稳态等值电路和机械特性

稳态等值电路——描述了在一定的转差率下电动机的稳态电气特性

机械特性——表征了转矩与转差率（或转速）的稳态关系异步电动机稳态数学模型155.1异步电动机稳态数学模型和调速方法图5-1异步电动机T型等效电路

假定条件：①忽略空间和时间谐波，②忽略磁饱和，③忽略铁损异步电动机稳态等效电路转差率与转速的关系或

电动机极对数供电电源频率其中，同步转速

165.1异步电动机稳态数学模型和调速方法转子相电流（折合到定子侧）异步电动机稳态等效电路式中17图5-2异步电动机简化等效电路由于，因此，忽略励磁电流，可以得到简化等效电路5.1异步电动机稳态数学模型和调速方法异步电动机稳态等效电路简化等效电路的相电流18异步电动机传递的电磁功率

机械同步角速度异步电动机的机械特性5.1异步电动机稳态数学模型和调速方法异步电动机的电磁转矩（机械特性方程式）19对s求导，并令最大转矩，又称临界转矩5.1异步电动机稳态数学模型和调速方法异步电动机的机械特性临界转差率：对应最大转矩的转差率20将机械特性方程式分母展开5.1异步电动机稳态数学模型和调速方法异步电动机的机械特性转矩近似与s成正比，机械特性近似为直线当s很小时，忽略分母中含s各项当s较大时，忽略分母中s的一次项和零次项转矩近似与s成反比，机械特性是一段双曲线21异步电动机由额定电压、额定频率供电，且无外加电阻和电抗时的机械特性方程式，称作固有特性或自然特性图5-3异步电动机的机械特性5.1异步电动机稳态数学模型和调速方法异步电动机的机械特性转矩近似与s成正比，机械特性近似为直线当s很小时，忽略分母中含s各项当s较大时，忽略分母中s的一次项和零次项转矩近似与s成反比，机械特性是一段双曲线22异步电动机的调速 人为地改变机械特性的参数，使电动机的稳定工作点偏离固有特性，工作在人为机械特性上，以达到调速的目的异步电动机的调速方法与气隙磁通5.1异步电动机稳态数学模型和调速方法异步电动机的调速分类1）电动机参数2）电源电压3）电源频率（或角频率）23三相异步电动机定子每相电动势的有效值忽略定子绕组电阻和漏磁感抗压降异步电动机的气隙磁通5.1异步电动机稳态数学模型和调速方法式中，Eg——气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值

Ns——定子每相绕组串联匝数

KNs——定子基波绕组系数

Φm——每极气隙磁通量24如果f1是常数，气隙磁通满足为了保持气隙磁通恒定，，应使或近似为5.1异步电动机稳态数学模型和调速方法异步电动机的气隙磁通255.2异步电动机调压调速保持电源频率为额定频率，只改变定子电压的调速方法称作调压调速由于受电动机绝缘和磁路饱和的限制，定子电压只能降低，不能升高，故又称作降压调速调压调速的基本特征：电动机同步转速保持额定值不变气隙磁通随定子电压Us的降低而减小，属于弱磁调速26图5-4晶闸管交流调压器调速TVC——双向晶闸管交流调压器a)不可逆电b)可逆电路异步电动机调压调速的主电路一般采用三对晶闸管反并联或三个双向晶闸管分别串联在三相电路中5.2异步电动机调压调速27其中可调，电磁转矩与定子电压的平方成正比调压调速的机械特性表达式异步电动机调压调速的机械特性TeOnn0TemaxsmTLUsN0.7UsNABCFDE0.5UsN风机类负载特性恒转矩负载特性当，，即调压时理想空载转速保持不变5.2异步电动机调压调速28临界转差率保持不变5.2异步电动机调压调速异步电动机调压调速的机械特性临界转矩随定子电压的减小而成平方比地下降TeOnn0TemaxsmTLUsN0.7UsNABCFDE0.5UsN风机类负载特性恒转矩负载特性29带恒转矩负载时，普通笼型异步电动机降压调速时的稳定工作范围为

缺点：调速范围有限（图中A、B、C为恒转矩负载在不同电压时的稳定工作点）带风机类负载运行，调速范围可以稍大一些，图中D、E、F为风机类负载在不同电压时的稳定工作点5.2异步电动机调压调速异步电动机调压调速的机械特性TeOnn0TemaxsmTLUsN0.7UsNABCFDE0.5UsN风机类负载特性恒转矩负载特性30带恒转矩负载工作时，定子侧输入的电磁功率由于均为常数，故电磁功率恒定不变，与转速无关5.2异步电动机调压调速异步电动机调压调速的机械特性电机输出功率随转差率s的增加而减小转差功率随转差率s的增加而增加，转速越低，转差功率越大耗散31转差功率随着转差率的加大而增加带恒转矩负载的降压调速就是靠增大转差功率、减小输出功率来换取转速的降低增加的转差功率全部消耗在转子电阻上，这就是转差功率消耗型的由来5.2异步电动机调压调速异步电动机调压调速的机械特性TeOnn0TemaxsmTLUsN0.7UsNABCFDE0.5UsN风机类负载特性恒转矩负载特性32临界转差率:5.2异步电动机调压调速异步电动机调压调速的机械特性增加转子电阻值，临界转差率加大，可以扩大恒转矩负载下的调速范围，这种高转子电阻电动机又称作交流力矩电动机缺点：机械特性较软33普通异步电机降压调速范围窄；高转自电阻电机机械特性软，因此开环无法满足恒转矩下较大调速范围需求采用带转速反馈的闭环控制系统带转速负反馈闭环控制的交流调压调速系统闭环控制的调压调速系统5.2异步电动机调压调速34当系统带负载稳定时，如果负载增大或减小，引起转速下降或上升，反馈控制作用会自动调整定子电压，使闭环系统工作在新的稳定工作点将稳定工作点连接起来便是闭环系统的静特性5.2异步电动机调压调速闭环控制的调压调速系统静特性左右两边都有极限，即额定电压下的机械特性和最小输出电压下的机械特性35三相异步电动机直接接电网起动时，起动电流比较大，而起动转矩并不大降压控制应用5.2异步电动机调压调速一般笼型异步电动机,起动电流和起动转矩对其额定值的倍数分别为4-7倍与0.9-1.3倍中、大容量电动机的起动电流大，会使电网压降过大，影响其它用电设备的正常运行，甚至使该电动机本身根本起动不起来必须降低起动电流，或降压起动36当电压降低时，起动电流将随电压成正比地降低，从而可以避开起动电流冲击的高峰起动转矩与电压的平方成正比，起动转矩的减小将比起动电流的降低更多，降压起动时又会出现起动转矩不够的问题降压起动只适用于中、大容量电动机空载（或轻载）起动的场合5.2异步电动机调压调速降压控制应用——软起动器一级降压起动软起动器直接起动375.3异步电动机变压变频调速变压变频调速是改变异步电动机同步转速的一种调速方法，同步转速随频率而变化异步电机实际转速气隙磁通的控制变压变频调速的基本原理稳态速降随负载大小变化控制好定子每相感应电动势（约等于定子相电压）Eg

和电源频率f1就能控制气隙磁通

38异步电动机T型等效电路假定条件：①忽略空间和时间谐波，②忽略磁饱和，③忽略铁损5.3异步电动机变压变频调速变压变频调速的基本原理—定子频率，单位为Hz；—定子每相绕组串联匝数；—基波绕组系数；—每极气隙磁通量，单位为Wb。f1NskNs

m定子每相电动势只要控制好Eg

和f1

，便可达到控制磁通

m的目的，对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频以上两种情况。395.3异步电动机变压变频调速在进行电机调速时，希望保持电机中每极磁通量

m为额定值不变。

如果磁通太弱，没有充分利用电机的铁心，是一种浪费；

如果过分增大磁通，铁心饱和导致过大的励磁电流，可能损坏电机。基频以下调速基频以下采用感生电动势频率比为恒值定子相电压频率比为恒值——恒压频比40补偿定子阻抗压降在低频时Us

和Eg

都较小，定子阻抗压降所占的份量就比较显著，不再能忽略。需要把电压Us

抬高一些，近似地补偿定子压降5.3异步电动机变压变频调速基频以下调速OUsf1图6-1恒压频比控制特性UsNf1Na

—无补偿

b

—带定子压降补偿

带定子压降补偿的恒压频比控制特性示于下图中的b线，无补偿的控制特性则为a线。带压降补偿的恒压频比控制特性415.3异步电动机变压变频调速

在基频以上调速时，频率应该从f1N

向上升高，但定子电压Us

却不可能超过额定电压UsN

，最多只能保持Us

=UsN

，这将迫使磁通与频率成反比地降低，相当于直流电机弱磁升速的情况

基频以上调速42图6-2异步电机变压变频调速的控制特性f1N恒转矩调速UsUsNΦmNΦm恒功率调速ΦmUsf1O变压变频控制特性5.3异步电动机变压变频调速

如果电机在不同转速时所带的负载都能使电流达到额定值，即都能在允许温升下长期运行，则转矩基本上随磁通变化

在基频以下，磁通恒定时转矩也恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频以上，转速升高时转矩降低，基本上属于“恒功率调速”43恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性基频以下电压-频率协调控制时的机械特性基频以上恒压变频时的机械特性变压变频调速时的机械特性5.3异步电动机变压变频调速44当定子电压Us

和电源角频率

1

之比恒定时，电磁转矩方程：恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性5.3异步电动机变压变频调速

当s很小时，可忽略上式分母中含s各项，则

转矩近似与s成正比，机械特性Te=f（s）是一段直线

当s接近于1时，可忽略上式分母中的Rr'

，则

Te=f（s）是对称于原点的一段双曲线45当s很小时，机械特性Te=f（s）是一段直线当s接近于1时，机械特性Te=f（s）是对称于原点的一段双曲线当s为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段smnn0sTe010TeTemaxTemax图6-3恒压恒频时异步电机的机械特性机械特性5.3异步电动机变压变频调速46基频以下电压-频率协调控制时的机械特性5.3异步电动机变压变频调速当s很小时，可忽略上式分母中含s各项，则负载下转速降落当恒压频比时，对于同一转矩，基本不变，因此，当电源频率向下调节时，机械特性基本平行下移

47为了近似地保持气隙磁通不变，以便充分利用电机铁心，发挥电机产生转矩的能力，在基频以下须采用恒压频比控制。这时，同步转速随频率变化恒压频比控制（Us/

1

）5.3异步电动机变压变频调速On48

5.3异步电动机变压变频调速基频以下电压-频率协调控制时的机械特性临界转矩On

495.3异步电动机变压变频调速基频以下电压-频率协调控制时的机械特性恒转矩调速——带定子电压补偿的恒压频比控制基本上保证气隙磁通不变，输出转矩不变。On基频以下变频调速时转差功率定子侧输入电磁功率转差功率不变型调速方法505.3异步电动机变压变频调速

临界转矩临界转差率515.3异步电动机变压变频调速

当s很小时转速降落

525.3异步电动机变压变频调速

转差功率恒功率负载时，有转差功率不变53基频以下时，恒压频比控制简便，但负载变化导致磁通变化，需要定子电压补偿5.3异步电动机变压变频调速基频以下的电压补偿控制为了使参考极性与电动状态下的实际极性相吻合，感应电动势采用电压降的表示方法，由高电位指向低电位。54气隙磁通在定子每相绕组中的感应电动势定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势转子全磁通在转子每相绕组中的感应电动势三种磁通5.3异步电动机变压变频调速55保持定子磁通恒定：定子电动势不好直接控制，能够直接控制的只有定子电压，按补偿定子电阻压降，就能够得到恒定子磁通

5.3异步电动机变压变频调速电阻压降56忽略励磁电流，转子电流电磁转矩5.3异步电动机变压变频调速

57恒压频比控制时的转矩式结论：1）恒定子磁通控制时转矩表达式的分母小于恒压频比控制特性中的同类项2）当转差率s相同时，采用恒定子磁通控制方式的电磁转矩大于恒压频比控制方式5.3异步电动机变压变频调速电磁转矩

58临界转差率临界转矩频率变化时，恒定子磁通控制的临界转矩恒定不变5.3异步电动机变压变频调速

59临界转差率临界转矩5.3异步电动机变压变频调速

结论：1）恒定子磁通控制的临界转差率大于恒压频比控制方式2）恒定子磁通控制的临界转矩也大于恒压频比控制方式

60Eg

—气隙（或互感）磁通在定子每相绕组中的感应电动势Es

—定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势Er

—转子全磁通在转子绕组中的感应电动势（折合到定子边）5.3异步电动机变压变频调速

Us

1RsLlsL’lrLmR’r/sIsI0I’rEgEsEr

如果在电压－频率协调控制中，恰当地提高电压Us的数值，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持Eg/

1

为恒值（基频以下），则无论频率高低，每极磁通

m

均为常值61转子电流输出电磁转矩5.3异步电动机变压变频调速Us

1RsLlsL’lrLmR’r/sIsI0I’rEgEsEr

62输出电磁转矩5.3异步电动机变压变频调速

当s很小时，可忽略式中分母含s项机械特性近似为一条直线当s接近于1时，忽略分母中的Rr'2

项整条特性与恒压频比特性相似机械特性近似为一条双曲线63恒Eg/

1

特性分母中含s项的参数要小于恒Us/

1

特性中的同类项，s值要更大一些才能使该项占有显著的份量，从而不能被忽略，因此恒Eg/

1

特性的线性段范围更宽性能比较5.3异步电动机变压变频调速

64临界转差率临界转矩5.3异步电动机变压变频调速

临界转差率临界转矩

65当Eg/

1

为恒值时，Tem

恒定不变，其稳态性能优于恒Us/

1

控制的性能。这正是恒Eg/

1

控制中补偿定子压降所追求的目标5.3异步电动机变压变频调速

OnTem66如果把电压－频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消掉，得到恒Er/

1

控制5.3异步电动机变压变频调速

Us

1RsLlsL’lrLmR’r/sIsI0I’rEgEsEr定子电压67电磁转矩机械特性完全是一条直线5.3异步电动机变压变频调速

结论：

恒Er/

1

控制的稳态性能和直流电机一样为线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能

转子电流68a）恒压频比控制b）恒定子磁通控制c）恒气隙磁通控制d）恒转子磁通控制不同控制方式下的机械特性5.3异步电动机变压变频调速（1）恒压频比（Us/

1=Constant）控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，但低速带载对定子压降实行补偿69a）恒压频比控制b）恒定子磁通控制c）恒气隙磁通控制d）恒转子磁通控制不同控制方式下的机械特性5.3异步电动机变压变频调速（2）恒Eg/

1

控制是通常对恒压频比控制实行电压补偿的标准，可以在稳态时达到

m=Constant，从而改善了低速性能。但机械特性还是非线性的，产生转矩的能力仍受到限制

70a）恒压频比控制b）恒定子磁通控制c）恒气隙磁通控制d）恒转子磁通控制不同控制方式下的机械特性5.3异步电动机变压变频调速（3）恒Er/

1

控制可以得到和直流他励电机一样的线性机械特性，按照转子全磁通

rm

恒定进行控制，即得

Er/

1=Constant而且，在动态中也尽可能保持

rm

恒定是矢量控制系统的目标，实现比较复杂71性能分析在基频以上变频调速时，由于定子电压Us=UsN

不变，机械特性基频以上恒压变频时的机械特性5.3异步电动机变压变频调速最大转矩恒功率调速O<<<当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，机械特性上移由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速

72小结电压Us与频率

1是变频器—异步电动机调速系统的两个独立的控制变量，在变频调速时需要对这两个控制变量进行协调控制。在基频以下，有三种协调控制方式。采用不同的协调控制方式，得到的系统稳态性能不同，其中恒Er

/

1控制的性能最好。在基频以上，采用保持电压不变的恒功率弱磁调速方法。返回目录735.4电力电子变压变频器变频器——异步电动机变频调速需要电压与频率均可调的交流电源，常用的交流可调电源是由电力电子器件构成的静止式功率变换器变频器结构示意图a）交-直-交变频器b）交-交变频器

74基本思想：

控制逆变器中电力电子器件的开通或关断，输出电压为幅值相等、宽度按一定规律变化的脉冲序列，用这样的高频脉冲序列代替期望的输出电压脉冲宽度调制技术——（PulseWidthModulation，PWM）5.4电力电子变压变频器按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。称作正弦波脉宽调制（Sinusoidalpulsewidthmodulation，SPWM），这种序列的矩形波称作SPWM波75PWM变频器主回路交-直-交变频器主回路结构图5.4电力电子变压变频器不可控整流桥：将三相交流电整流成电压恒定的直流电压逆变器：将直流电压变换为频率与电压均可调的交流电滤波环节：减小直流电压脉动76主回路只有一套可控功率级，结构、控制方便，采用脉宽调制的方法，输出谐波分量小缺点：当电动机工作在回馈制动状态时能量不能回馈至电网，造成直流侧电压上升，称作泵升电压PWM变频器主回路5.4电力电子变压变频器77直流母线供电采用直流母线供电给多台逆变器，可以减少整流装置的电力电子器件，逆变器从直流母线上汲取能量，可以通过直流母线来实现能量平衡，提高整流装置的工作效率当某个电动机工作在回馈制动状态时，直流母线能将回馈的能量送至其他负载，实现能量交换，有效地抑制泵升电压直流母线方式的变频器主回路结构图5.4电力电子变压变频器78正弦波脉宽调制技术（SPWM）以频率与期望的输出电压波相同的正弦波作为调制波，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波。由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得幅值相等、宽度按正弦规律变化的脉冲序列，这种调制方法称作正弦波脉宽调制（SinusoidalpulseWidthModulation，简称SPWM）5.4电力电子变压变频器79若要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。SPWM波Ouωt>用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波Ouωt>Ouωt>5.4电力电子变压变频器80正弦脉宽调制（SPWM）波的产生

5.4电力电子变压变频器频率可调的载波信号—三角波频率不变的基波信号—正弦波频率可随载波信号变化的调制信号——SPWM波81单相桥式PWM逆变电路VT1VT2VT3VT4单相桥式PWM逆变电路5.4电力电子变压变频器82单极性控制方式——如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内5.4电力电子变压变频器正弦波脉宽调制技术（SPWM）83双极性控制方式——如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变化5.4电力电子变压变频器正弦波脉宽调制技术（SPWM）84

图6-19三相桥式PWM逆变器主电路原理图调制电路VT1VD1VD2VD3VD4ucVD6VD5BACOO'C+C+urAurBurC2Ud2UdVT3VT5VT4VT6VT2PWM逆变器主电路及输出波形5.4电力电子变压变频器85三相桥式PWM逆变器的双极性SPWM波形uuAOwtOOOOUd2-Ud2uBuCuABuAOwtwtwtwtOwturaurburcutUd23Ud2

5.4电力电子变压变频器三相正弦调制波双极三角载波A相输出与O’之间相电压B相输出与O’之间相电压C相输出与O’之间相电压AB相电压A相输出与O之间相电压电机相电压正弦波脉宽调制技术（SPWM）86uuAOwtOOOOUd2-Ud2uBuCuABuAOwtwtwtwtOwturaurburcutUd23Ud2

5.4电力电子变压变频器正弦波脉宽调制技术（SPWM）自然采样法——开关器件通断时刻由调制波与载波交点确定特点：1）构造方便

87电流跟踪PWM（CFPWM）控制技术电流跟踪PWM（CFPWM，CurrentFollowPWM）——在原来主回路的基础上，采用电流闭环控制，使实际电流快速跟随给定值在稳态时，尽可能使实际电流接近正弦波形，这就能比电压控制的SPWM获得更好的性能5.4电力电子变压变频器将给定电流i*a与输出电流ia

进行比较，电流偏差

ia

超过时

h，经滞环控制器HBC控制逆变器A相上（或下）桥臂的功率器件动作。电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2h88滞环比较方式的指令电流和输出电流基本原理——把指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较器的输入。—V1（或VD1）通时，i增大—V2（或VD2）通时，i减小—通过环宽为2ΔI的滞环比较器控制，i在i*+ΔI和i*-ΔI的范围内呈锯齿状地跟踪指令电流i*参数的影响

—环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小—开关频率过高，开关损耗增大—L大时，i的变化率小，跟踪慢—L小时，i的变化率大，开关频率过高滞环环宽电抗器L的作用5.4电力电子变压变频器电流跟踪PWM（CFPWM）控制技术应在器件开关频率允许的前提下，尽可能选择小的环宽89三相电流跟踪型PWM逆变电路+-iAi*AV4+-iBi*B+-iCi*CV1V6V3V2V5UdABC5.4电力电子变压变频器电流跟踪PWM（CFPWM）控制技术（1）硬件电路简单（2）实时控制，电流响应快（3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波（4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多（5）闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点90三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形5.4电力电子变压变频器91电压空间矢量PWM（SVPWM）控制技术5.4电力电子变压变频器问题的提出

经典的SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形

电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩磁链跟踪控制——把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作由于磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，SpaceVectorPWM）控制”92空间矢量的定义交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，分析时常用时间相量来表示，考虑到它们所在绕组的空间位置，也可以如图所示定义为空间矢量uA0，uB0，uC0

电压空间矢量5.4电力电子变压变频器93空间矢量的定义定子电压空间矢量：uA0

、uB0

、uC0

的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是120°

其中，，k为待定系数合成空间矢量：5.4电力电子变压变频器94定子电流空间矢量

定子磁链空间矢量

空间矢量的定义5.4电力电子变压变频器定子电压空间矢量

确定k的大小95空间矢量功率表达式

其中，共轭矢量

空间矢量的定义5.4电力电子变压变频器96空间矢量功率表达式

空间矢量的定义5.4电力电子变压变频器带入上面的功率表达式，97空间矢量功率表达式

空间矢量的定义5.4电力电子变压变频器带入上面的功率表达式，按照矢量功率与瞬时功率相等原则98定子电流空间矢量

定子磁链空间矢量

空间矢量的定义5.4电力电子变压变频器定子电压空间矢量

995.4电力电子变压变频器100当定子相电压为三相平衡正弦电压时，三相合成矢量5.4电力电子变压变频器空间矢量的定义

在三相平衡正弦电压供电时，若电动机转速已稳定，则定子电流和磁链的空间矢量的幅值恒定，以电源角频率为电气角速度在空间作恒速旋转101电压与磁链空间矢量的关系合成空间矢量表示的定子电压方程式

忽略定子电阻压降，定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为或5.4电力电子变压变频器102当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（简称为磁链圆）定子磁链矢量定子电压矢量5.4电力电子变压变频器电压与磁链空间矢量的关系

103定子电压矢量5.4电力电子变压变频器电压与磁链空间矢量的关系旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹电压矢量圆轨迹104

主电路原理图三相逆变器-异步电动机调速系统主电路原理图

等效为开关5.4电力电子变压变频器105PWM逆变器基本输出电压矢量结论：直流电源中点O’和交流电动机中点O的电位不等，但合成电压矢量的表达式相等——三相合成电压空间矢量与参考点无关5.4电力电子变压变频器106PWM逆变器基本输出电压矢量5.4电力电子变压变频器开关工作状态逆变器采用180°导通型，功率开关器件有8种工作状态：6种有效开关状态；2种无效状态（因为逆变器这时并没有输出电压）：上桥臂开关

VT1、VT3、VT5全部导通下桥臂开关VT2、VT4、VT6全部导通107PWM逆变器基本输出电压矢量5.4电力电子变压变频器开关工作状态6种有效开关状态；2种无效状态108

开关控制模式

对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔

/3时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这

/3时刻内则保持不变。5.4电力电子变压变频器100状态（VT6、VT1、VT2导通）O+-iCUdiAiBidVT1VT6VT2u1uAO’-uCO’-uBO’ABC三相的合成空间矢量为u1，其幅值等于Ud，方向沿A轴（即X轴）109

开关控制模式

对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔

/3时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这

/3时刻内则保持不变。5.4电力电子变压变频器100状态（VT6、VT1、VT2导通）u1uAO’-uCO’-uBO’ABC110状态（VT1、VT2、VT3导通）u2uAO’-uCO’uBO’ABC合成空间矢量变成图中的u2

，它在空间上滞后于u1的相位为

/3弧度，存在的时间也是

/3

1108个基本空间矢量当5.4电力电子变压变频器因此，100状态（VT6、VT1、VT2导通）下电压矢量为1118个基本空间矢量当5.4电力电子变压变频器110状态（VT6、VT1、VT2导通）下电压矢量为1128个基本空间矢量6个有效工作矢量幅值为空间互差5.4电力电子变压变频器PWM逆变器基本输出电压矢量113

对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔

/3时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这

/3时刻内则保持不变。5.4电力电子变压变频器

依此类推，随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转

/3，直到一个周期结束在一个周期中6个电压空间矢量共转过2

弧度，形成一个封闭的正六边形u1u2u3u4u5u6u7

u8PWM逆变器基本输出电压矢量114电压空间矢量与磁链矢量的关系

5.4电力电子变压变频器

正六边形空间旋转磁场

设在逆变器工作开始时定子磁链空间矢量为

1，在第一个

/3期间，电动机上施加的电压空间矢量为u1

在

/3所对应的时间

t内，施加u1的结果是使定子磁链

1产生一个增量

，其幅值|u1|与成正比，方向与u1一致，1156个有效工作矢量完成一个周期，输出基波电压角频率6个有效工作矢量每个有效工作矢量作用

顺序分别作用△t时间，并使5.4电力电子变压变频器u1u2u3u4u5u6u7

u8定子磁链矢量的增量

对所有有效工作矢量

k=1,2,3,4,5,6

增量的幅值

正六边形空间旋转磁场116定子磁链矢量的运动轨迹为

定子磁链矢量增量依此类推，在一个周期内，6个磁链空间矢量呈放射状，矢量的尾部都在O点，其顶端的运动轨迹是6个电压空间矢量所围成的正六边形正六边形定子磁链的大小与直流侧电压成正比，而与电源角频率成反比

正六边形空间旋转磁场5.4电力电子变压变频器117在基频以下调速时，应保持正六边形定子磁链的最大值恒定。若直流侧电压恒定，

5.4电力电子变压变频器问题：要保持正六边形定子磁链不变，必须使

在变频的同时必须调节直流电压，造成了控制的复杂性

正六边形空间旋转磁场118

磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系

如果u1的作用时间

t小于

/3，则

i

的幅值也按比例地减小，如图6-30中的矢量。可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系5.4电力电子变压变频器119有效的方法是插入零矢量当零矢量作用时，定子磁链矢量的增量表明定子磁链矢量停留不动

5.4电力电子变压变频器有效工作矢量作用时间：当零矢量作用时间：定子磁链矢量的增量为

正六边形空间旋转磁场1205.4电力电子变压变频器定子磁链矢量的增量为效果：在时间△t1段内：定子磁链矢量轨迹沿着有效工作电压矢量方向运行正六边形定子磁链的最大值在时间△t0段内：零矢量起作用，定子磁链矢量轨迹停留在原地，等待下一个有效工作矢量的到来

正六边形空间旋转磁场1215.4电力电子变压变频器正六边形定子磁链的最大值

只要使△t1为常数即可。输出频率越低，△t越大，零矢量作用时间△t0也越大，定子磁链矢量轨迹停留的时间越长零矢量的插入有效地解决了定子磁链矢量幅值与旋转速度的矛盾

正六边形空间旋转磁场122期望电压空间矢量的合成六边形旋转磁场带有较大的谐波分量，这将导致转矩与转速的脉动要获得更多边形或接近圆形的旋转磁场，就必须有更多的空间位置不同的电压空间矢量以供选择问题：PWM逆变器只有8个基本电压矢量，能否用这8个基本矢量合成出其他多种不同的矢量？5.4电力电子变压变频器123电压空间矢量PWM（SVPWM）基本思想——按空间矢量的平行四边形合成法则，用相邻的两个有效工作矢量合成期望的输出矢量按6个有效工作矢量将电压矢量空间分为对称的六个扇区，当期望输出电压矢量落在某个扇区内时，就用与期望输出电压矢量相邻的2个有效工作矢量等效地合成期望输出矢量5.4电力电子变压变频器每个扇区对应期望电压空间矢量的合成124基本电压空间矢量和的线性组合构成期望的电压矢量期望输出电压矢量的合成期望输出电压矢量与扇区起始边的夹角5.4电力电子变压变频器期望电压空间矢量的合成

合成电压矢量125期望输出电压矢量的合成5.4电力电子变压变频器期望电压空间矢量的合成合成电压矢量由正弦定理可得零矢量的作用时间126两个基本矢量作用时间之和应满足当时，输出电压矢量最大幅值

5.4电力电子变压变频器期望电压空间矢量的合成127当定子相电压为三相平衡正弦电压时，三相合成矢量幅值

基波相电压最大幅值基波线电压最大幅值

5.4电力电子变压变频器期望电压空间矢量的合成SPWM的基波线电压最大幅值为

结论:SVPWM方式的逆变器输出线电压基波最大值为直流侧电压，比SPWM逆变器输出电压最多提高了约15%128SVPWM的实现以开关损耗和谐波分量都较小为原则，来安排基本矢量和零矢量的作用顺序，一般在减少开关次数的同时，尽量使PWM输出波型对称，以减少谐波分量零矢量集中的实现方法：

按照对称原则，将两个基本电压矢量的作用时间平分为二后，安放在开关周期的首端和末端

零矢量的作用时间放在开关周期的中间，并按开关次数最少的原则选择零矢量在一个开关周期内，有一相的状态保持不变，从一个矢量切换到另一个矢量时，只有一相状态发生变化，因而开关次数少，开关损耗小5.4电力电子变压变频器129SVPWM的实现零矢量集中的实现方法：基本电压矢量的作用时间平分为二后，安放在开关周期的首端和末端

零矢量的作用时间放在开关周期的中间5.4电力电子变压变频器将零矢量平均分为4份，在开关周期的首、尾各放1份，在中间放两份。将两个基本电压矢量的作用时间平分为二后，插在零矢量间。按开关次数最少的原则选择矢量。130SVPWM的实现零矢量分散的实现方法：

每个周期均以零矢量开始，并以零矢量结束从一个矢量切换到另一个矢量时，只有一相状态发生变化在一个开关周期内，三相状态均各变化一次，开关损耗略大于零矢量集中的方法5.4电力电子变压变频器131SVPWM控制的定子磁链5.4电力电子变压变频器期望的定子磁链矢量轨迹8个基本输出矢量，6个有效工作矢量和2个零矢量，在一个旋转周期内，每个有效工作矢量只作用1次的方式，生成正6边形的旋转磁链，谐波分量大，导致转矩脉动将占据π/3的定子磁链矢量轨迹等分为N个小区间，每个小区间所占的时间为定子磁链矢量轨迹为正6N边形，轨迹更接近于圆，谐波分量小，能有效减小转矩脉动132SVPWM控制的定子磁链5.4电力电子变压变频器期望的定子磁链矢量轨迹

定子磁链矢量的增量为在每个小区间内，定子磁链矢量的增量为133定子磁链矢量的运动的7步轨迹5.4电力电子变压变频器SVPWM控制的定子磁链零矢量分布式方法——7步完成的定子磁链134N=4时，实际的定子磁链矢量轨迹

SVPWM控制的定子磁链5.4电力电子变压变频器

实际的定子磁链矢量轨迹在期望的磁链圆周围波动。N越大，磁链轨迹越接近于圆，但开关频率随之增大由于N是有限的，所以磁链轨迹只能接近于圆，而不可能等于圆1355.4电力电子变压变频器SVPWM控制的特点8个基本输出矢量，6个有效工作矢量和2个零矢量，在一个旋转周期内，每个有效工作矢量只作用1次的方式，生成正6边形的旋转磁链，谐波分量大，导致转矩脉动用相邻的2个有效工作矢量，合成任意的期望输出电压矢量，使磁链轨迹接近于圆。开关周期越小，旋转磁场越接近于圆，但功率器件的开关频率将提高用电压空间矢量直接生成三相PWM波，计算简便与一般的SPWM相比较，SVPWM控制方式的输出电压最多可提高15%。136交流PWM变频器-异步电动机系统的特殊问题PWM变频器的输出电压为等幅不等宽的脉冲序列，该脉冲序列可分解为基波和一系列谐波分量基波产生恒定的电磁转矩，而谐波分量则带来一些负面效应5.4电力电子变压变频器转矩脉动一般使PWM波正负半波镜对称和1/4周期对称，则三相对称的电压PWM波可用傅氏级数表示

137当谐波次数k是3的整数倍时，谐波电压为零序分量，不产生该次谐波电流。因此，三相电流可表示为转矩脉动

5.4电力电子变压变频器138三相感应电动势近似为正弦波单相等效电路5.4电力电子变压变频器转矩脉动基波感应电动势与k次谐波电流传输的瞬时功率139单相等效电路5.4电力电子变压变频器转矩脉动k次谐波电流产生的电磁转矩140k次谐波电流产生的电磁转矩5.4电力电子变压变频器转矩脉动在PWM控制时，应抑制这些谐波分量当k继续增大时，谐波电流较小，脉动转矩不大，可忽略不计5次和7次谐波电流产生6次的脉动转矩，11次和13次谐波电流产生12次的脉动转矩141电压变化率当电动机由三相平衡电压供电时，线电压的变化率5.4电力电子变压变频器

因此，很大，在电动机绕组的匝间和轴间产生较大的漏电流，不利于电动机的正常运行

采用多重化技术，可有效降低电压变化率，但变频器主回路和控制将复杂得多142能量回馈与泵升电压泵升电压——采用不可控整流的交-直-交变频器，能量不能从直流侧回馈至电网，交流电动机工作在发电制动状态时，能量从电动机侧回馈至直流侧，导致直流电压上升电动机储存的动能较大、制动时间较短或电动机长时间工作在发电制动状态时，泵升电压很高，严重时将损坏变频器泵升电压的限制

—在直流侧并入一个制动电阻

—在直流侧并入一组晶闸管有源逆变器或采用PWM可控整流5.4电力电子变压变频器143泵升电压的限制在直流侧并入一个制动电阻——当泵升电压达到一定值时，开通与制动电阻相串联的功率器件，通过制动电阻释放电能，以降低泵升电压5.4电力电子变压变频器带制动电阻的交-直-交变频器主回路144泵升电压的限制在直流侧并入一组晶闸管有源逆变器或采用PWM可控整流，当泵升电压升高时，将能量回馈至电网，以限制泵升电压。5.4电力电子变压变频器直流侧并晶闸管有源逆变器的交-直-交变频器主回路145泵升电压的限制在直流侧并入一组晶闸管有源逆变器或采用PWM可控整流，当泵升电压升高时，将能量回馈至电网，以限制泵升电压。5.4电力电子变压变频器PWM可控整流的交-直-交变频器主回路146对电网的污染由于直流侧存在较大的滤波电容，只有当输入交流线电压幅值大于电容电压时，才有充电电流流通，交流电压低于电容电压时，电流便终止电流波形具有较大的谐波分量，使电源受到污染5.4电力电子变压变频器电网侧输入电流波形1475.5转速开环变压变频调速系统对于风机、水泵等调速性能要求不高的负载，可以根据电动机的稳态模型，采用转速开环电压频率协调控制的方案通用变频器控制系统可以和通用的笼型异步电动机配套使用具有多种可供选择的功能，适用于各种不同性质的负载148tff*ufu斜坡函数U/f曲线脉冲发生器驱动电路工作频率设定升降速时间设定电压补偿设定PWM产生图5-39PWM变压变频器的基本控制作用5.5转速开环变压变频调速系统控制电路149转速开环变压变频调速系统结构由于系统本身没有自动限制起制动电流的作用，频率设定必须通过给定积分算法产生平缓的升速或降速信号5.5转速开环变压变频调速系统

tff*ufu斜坡函数U/f曲线脉冲发生器驱动电路150电压/频率特性当实际频率大于或等于额定频率时，只能保持额定电压不变。而当实际频率小于额定频率时，一般是带低频补偿的恒压频比控制转速开环变压变频调速系统结构5.5转速开环变压变频调速系统151数字控制通用变频器-异步电动机调速系统硬件原理图5.5转速开环变压变频调速系统系统实现主电路、驱动电路、微机控制电路、信号采集与故障综合电路1525.6

转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统前节所述的转速开环变频调速系统可以满足平滑调速的要求，但静、动态性能都有限，要提高静、动态性能，首先要用转速反馈闭环控制。转速闭环系统的静特性比开环系统强，是否能够提高系统的动态性能？

问题的提出153电力传动的基本控制规律电力拖动自动控制系统都服从于基本运动方程式

提高调速系统动态性能主要依靠控制转速的变化率d

/dt

，根据基本运动方程式，控制电磁转矩就能控制d

/dt

，因此，归根结底，调速系统的动态性能就是控制转矩的能力5.6

转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统在异步电机变压变频调速系统中，需要控制的是电压（或电流）和频率。通过控制电压（电流）和频率来控制电磁转矩是提高动态性能需要解决的问题154转差频率控制的基本概念

直流电机的转矩与电枢电流成正比，控制电流就能控制转矩，因此，把直流双闭环调速系统转速调节器的输出信号当作电流给定信号，也就是转矩给定信号

在交流异步电机中，影响转矩的因素较多，控制异步电机转矩的问题也比较复杂5.6

转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统155将

按照恒Eg

/

1

控制（即恒

m

控制）时的电磁转矩转差频率控制的基本概念5.6

转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统代入上式定义电动机结构常数定义为转差角频率

s=s1156转差频率控制的基本概念5.6

转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统当电机稳态运行时，s值很小，因而

s也很小，只有

1的百分之几，可以认为

sLlr'<<Rr'，则转矩可近似表示为在s值很小的稳态运行范围内，如果能够保持气隙磁通

m不变，异步电机的转矩就近似与转差角频率

s

成正比。结论：在异步电机中控制

s

，就和直流电机中控制电流一样，能够达到间接控制转矩的目的157基本思想——控制转差频率就代表控制转矩5.6

转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统转差频率控制的基本概念转矩特性（即机械特性）在

s

较小的稳态运行段上，转矩Te基本上与

s

成正比当Te

达到其最大值Temax

时，

s

达到

smax值1585.6

转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统转差频率控制的基本概念ωsmaxωsmTemaxTemωsTe0图5-40按恒Φm值控制的Te=f(

s

)特性取dTe/d

s=0可得在转差频率控制系统中，只要给

s

限幅就可以基本保持Te与

s

的正比关系，也就可以用转差频率控制来代表转矩控制。这是转差频率控制的基本规律之一159保持

m恒定是保持Te与

s

的正比关系的前提问题：如何能保持

m恒定？基于异步电机稳态模型的转差频率控制规律5.6