MOS器件物理分析

MOS器件物理分析第一页，共98页。参考书吴建辉编著：“CMOS模拟集成电路分析与设计”(第二版)，电子工业出版社。RazaviB:DesignofanalogCMOSintegratedcircuitsAllenPE:CMOSAnalogCircuitDesignR.JacobBaker:CMOSMixed-SignalCircuitDesign第一页第二页，共98页。引言CMOS工艺？先进工艺下模拟集成电路的挑战？模拟电路与模拟集成电路课程主题与学习目标第二页第三页，共98页。现代主要集成电路工艺性能CMOSSiBJTSiGeBJT器件速度高高高噪声差好好跨导小大大本征增益小较大大采用CMOS工艺的原因：低功耗，高容量的数字集成电路驱动易于与高密度的数字集成电路集成（BiCMOS太贵）第三页第四页，共98页。先进工艺下模拟集成电路的挑战CMOS工艺的发展以特征尺寸的缩小为显著特征。低功耗高性能的数字电路需求是促进CMOS工艺发展的主要动力先进工艺对模拟电路存在着明显的优势与劣势：主要优势：低功耗、高频率主要劣势：低摆幅、低本征增益、工艺偏差对电路的显著影响、相互干扰等对策：数字辅助等第四页第五页，共98页。数字电路中的模拟视角工艺提升促进了数字电路的快速发展；数字辅助设计技术更提高了数字电路的份额，模拟电路设计技术还需要吗？在先进工艺下单元电路须用模拟电路设计方法设计存储器本身就是一模拟电路为了提高数字电路的性能，降低功耗，就需要解决大量的模拟电路问题，如：电荷共享、内部寄生、高速接口等另外，元器件的匹配在先进工艺中显得尤为重要，特别是在存储体中。第五页第六页，共98页。模拟电路与模拟集成电路模拟电路模拟集成电路晶体管数追求最少“不限”匹配性一般不要求需很好匹配电阻值任意值10Ω-100KΩ电容值可以很大较小〈50pf寄生效应影响较小较大第六页第七页，共98页。半导体材料(衬底)有源器件特性IIIIVVBCNAlSiPGaGeAsInSnSbTlPbBi第七页第八页，共98页。课程主题MOS器件物理单级放大器及频率特性电流镜差分对及其频率特性运算放大器与跨导放大器反馈、稳定性及补偿电子噪声等第八页第九页，共98页。学习目标较深入理解与模拟设计相关的MOS器件特性建立模拟电路设计中限制与折中的概念学会构架一座复杂器件模型/行为与基本的手算之间的桥梁掌握一种系统的而不是盲目（spice-monkey)的设计方式通过一系列手算设计工程巩固以上知识：许多工业电路/应用的一个高性能反馈放大器的设计与优化

第九页第十页，共98页。第一讲基本MOS器件物理第十页第十一页，共98页。本章主要内容本章是CMOS模拟集成电路设计的基础，主要内容为：有源器件无源器件等比例缩小理论短沟道效应及狭沟道效应MOS器件模型第十一页第十二页，共98页。1、有源器件主要内容：

1.1几何结构与工作原理1.2寄生电容1.3电学特性与主要的二次效应1.4低频及高频小信号等效模型1.5有源电阻第十二页第十三页，共98页。1.1MOS管几何结构与工作原理(1)第十三页第十四页，共98页。MOS管是一个四端口器件栅极(G)：栅氧下的衬底区域为有效工作区（即MOS管的沟道）。源极(S)与漏极(D)：在制作时是几何对称的。一般根据电荷的输入与输出来定义源区与漏区：源端被定义为输出电荷（若为NMOS器件则为电子）的端口；漏端则为收集电荷的端口。当该器件三端的电压发生改变时，源区与漏区就可能改变作用而相互交换定义。衬底(B)：在模拟IC中还要考虑衬底（B）的影响，衬底电位一般是通过一欧姆p＋区（NMOS的衬底）以及n＋区(PMOS衬底)实现连接的。

1.1MOS管几何结构与工作原理(2)第十四页第十五页，共98页。MOS管的主要几何尺寸沟道长度L：CMOS工艺的自对准特点，其沟道长度定义为漏源之间栅的尺寸，一般其最小尺寸即为制造工艺中所给的特征尺寸；由于在制造漏/源结时会发生边缘扩散，所以源漏之间的实际距离（称之为有效长度L’）略小于长度L，则有L’＝L－2d，其中L是漏源之间的总长度，d是边缘扩散的长度。沟道宽度W：垂直于沟道长度方向的栅的尺寸。栅氧厚度tox：则为栅极与衬底之间的二氧化硅的厚度。1.1MOS管几何结构与工作原理(3)第十五页第十六页，共98页。MOS管可分为增强型与耗尽型两类：增强型是指栅源电压VGS为0时没有导电沟道，必须依靠栅源电压的作用，才能形成感生沟道。耗尽型是指即使在栅源电压VGS为0时也存在导电沟道。这两类MOS管的基本工作原理一致，都是利用栅源电压的大小来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。1.1MOS管几何结构与工作原理(4)第十六页第十七页，共98页。以增强型NMOS管为例：截止区：VGS=0源区、衬底和漏区形成两个背靠背的PN结，不管VDS的极性如何，其中总有一个PN结是反偏的，此时漏源之间的电阻很大。没有形成导电沟道，漏电流ID为0。亚阈值区：Vth＞VGS＞01.1MOS管几何结构与工作原理(5)耗尽层第十七页第十八页，共98页。线性区：VGS≥Vth且VDS<VGS-Vth形成反型层(或称为感生沟道)感生沟道形成后，在正的漏极电压作用下产生漏极电流ID一般把在漏源电压作用下开始导电时的栅源电压叫做开启电压Vth外加较小的VDS，ID将随VDS上升迅速增大，此时为线性区，但由于沟道存在电位梯度，因此沟道厚度是不均匀的注意：与双极型晶体管相比，一个MOS器件即使在无电流流过时也可能是开通的。

1.1MOS管几何结构与工作原理(6)第十八页第十九页，共98页。饱和区：VGS≥Vth且VDS≥VGS-Vth当VDS增大到一定数值（VGD=Vth），靠近漏端被夹断。VDS继续增加，将形成一夹断区，且夹断点向源极靠近，沟道被夹断后，VDS上升时，其增加的电压基本上加在沟道厚度为零的耗尽区上，而沟道两端的电压保持不变，所以ID趋于饱和。当VGS增加时，由于沟道电阻的减小，饱和漏极电流会相应增大。在模拟电路集成电路中饱和区是MOS管的主要工作区击穿区：若VDS大于击穿电压BVDS（二极管的反向击穿电压），漏极与衬底之间的PN结发生反向击穿，ID将急剧增加，进入雪崩区，此时漏极电流不经过沟道，而直接由漏极流入衬底。1.1MOS管几何结构与工作原理(7)第十九页第二十页，共98页。MOS管的表示符号1.1MOS管几何结构与工作原理(8)第二十页第二十一页，共98页。1.2MOS管的高频小信号电容(1)第二十一页第二十二页，共98页。1.2MOS管的高频小信号电容

-“本征栅电容”“本征栅电容”：本征电容指的是一些不能避免而在器件工作时必需考虑的电容。还要注意存在着大量的外在的与工艺相关的电容。

按不同的工作区讨论本征栅电容：MOS管打开：线性区与饱和区MOS管“关断”：截止区与亚阈值区第二十二页第二十三页，共98页。栅极与导电沟道构成一个平板电容（栅极+栅氧+沟道），即：CGC=WLεOX/tox=WLCOX可以将之视为集总电容，即：CGS=CGD=（1/2）CGC改变任一电压都将改变沟道电荷耗尽型电容CCB（沟道+耗尽层+衬底）形成了源极与漏极到衬底的电容，不过经常忽略。1.2MOS管的高频小信号电容

-“本征栅电容”（ON）第二十三页第二十四页，共98页。假设长沟道模型，工作于饱和区时如改变源极电压，则有：在漏极端口的栅与沟道的电压差保持不变（Vth），但源极端口的电压差发生了改变。这意味着电容的“底板”不是均匀改变。详细的分析可以得到此时Cgs=（2/3）WLCOX假设长沟道模型，工作于饱和区时如改变漏极电压则不会改变沟道电荷，即Cgd=0（忽略二次效应及外部电容）。1.2MOS管的高频小信号电容

-“本征栅电容”（ON）第二十四页第二十五页，共98页。不存在导电沟道：栅到衬底间的电容等效为栅氧电容与耗尽电容的串联。如果栅电压为负，则耗尽层变薄，栅与衬底间电容增大。对于大的负偏置，则电容接近于CGC。1.2MOS管的高频小信号电容

-“本征栅电容”（OFF）第二十五页第二十六页，共98页。栅与沟道之间的栅氧电容：C2=WLCox，其中Cox为单位面积栅氧电容εox/tox；沟道耗尽层电容：

交叠电容（多晶栅覆盖源漏区所形成的电容，每单位宽度的交叠电容记为Col）：栅源交叠电容C1＝WCol栅漏交叠电容C4=WCol注：由于是环状的电场线，

C1与C4不能简单地写成WdCox，需通过更复杂的计算才能得到，且它的值与衬底偏置有关。1.2MOS管的高频小信号电容(2)第二十六页第二十七页，共98页。源漏区与衬底间的结电容：Cbd、Cbs漏源对衬底的PN结势垒电容一般由两部分组成：垂直方向（即源漏区的底部与衬底间）的底层电容Cj横向即源漏的四周与衬底间构成的圆周电容Cjs一般分别定义Cj与Cjs为单位面积的电容与单位长度的电容。而每一个单位面积PN结的势垒电容为：

Cj0：零偏时单位面积结电容（与衬底浓度有关）；VR：通过PN结的反偏电压；ΦB

：PN结接触势垒差（一般取0.8V）；m：底面电容的梯度因子(0.3~0.4)。源漏的总结电容可表示为：

H：源、漏区的长度；W：源、漏区的宽度总的宽长比相同的情况下，采用并联结构，即H不变，而每一管的宽为原来的几分之一，则并联结构的MOS管的结电容比原结构小。1.2MOS管的高频小信号电容(3)第二十七页第二十八页，共98页。1.2MOS管的高频小信号电容(4)MOS管的极间电容：第二十八页第二十九页，共98页。1.2MOS管的高频小信号电容(5)MOS管的极间电容随栅源电压的变化截止区：漏源之间不存在沟道栅源、栅漏之间的电容为：CGD=CGS=ColW栅与衬底间的电容为栅氧电容与耗尽区电容之间的串联：

CGB=(WLCox)Cd/(WLCox+Cd)

L为沟道的有效长度

在截止时，耗尽区电容较大，故可忽略，因此：CGB=WLCoxCSB与CDB的值相对于衬底是源漏间电压的函数

第二十九页第三十页，共98页。1.2MOS管的高频小信号电容(6)MOS管的电容随栅源电压的变化饱和区栅漏电容大约为：WCol漏端夹断，沟道长度缩短，从沟道电荷分布相当于CGS增大，CGD减小，栅与沟道间的电位差从源区的VGS下降到夹断点的VGS-Vth，导致了在栅氧下的沟道内的垂直电场的不一致。可以证明这种结构除了过覆盖电容之外的电容值

：

2WLCox/3因此有：

CGS=2WLCox/3+WCol

当MOS管工作饱和区时，栅与衬底间的电容常被忽略，这是由于反型层在栅与衬底间起着屏蔽作用，也就是说如果栅压发生了改变，导电电荷的提供主要由源极提供而流向漏，而不是由衬底提供导电荷。第三十页第三十一页，共98页。1.2MOS管的高频小信号电容(7)MOS管的电容随栅源电压的变化线性区漏源之间产生反型层并且沟道与衬底之间形成较厚的耗尽层，产生较小的耗尽层电容，此时栅极电容为：

CGD

=CGS=WLCox/2+WCol

因为S和D具有几乎相等的电压，且栅电压变化ΔV就会使相同的电荷从源区流向漏区，则其栅与沟道间的电容WLCox等于栅源及栅漏间的电容。与工作于饱和区一样，在线性区时，栅与衬底间的电容常被忽略。第三十一页第三十二页，共98页。外部电容过覆盖电容：栅源及栅漏过覆盖电容直接过覆盖~CoxWLol由于边缘电场产生的电容在现代工艺中不能忽略（相对于其它特征尺寸多晶厚度要大）结电容：源极-衬底及漏极-衬底结电容与面积（AS，AD）及周长（PS，PD）有关

实际上在进行Spice调整时并不需要精确计算其值，只需估算即可。Hspice可以自动计算结电容第三十二页第三十三页，共98页。1.2MOS管的高频小信号电容(8)注意：在不同区域之间的转变不能由方程直接提供，只是根据趋势延伸而得。总结第三十三页第三十四页，共98页。1.3

电特性与主要的二次效应1.3.1电特性阈值电压I/V特性输入输出转移特性跨导等电特性1.3.2二次效应MOS管的衬底效应沟道调制效应亚阈值导通温度效应第三十四页第三十五页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—阈值电压(1)Vth定义为吸引到表面的电子的数量与掺杂原子的数量相等时所对应的VGS，主要是由表面电荷控制的。阈值电压（NMOS）在漏源电压的作用下刚开始有电流产生时的VG为阈值电压Vth

：

ΦMS：指多晶硅栅与硅衬底间的接触电势差称为费米势，其中q是电子电荷

Nsub：衬底的掺杂浓度

Qb：耗尽区的电荷密度，其值为，其中是硅的介电常数

Cox：单位面积的栅氧电容，，

Qss：氧化层中单位面积的正电荷

VFB：平带电压，VFB＝第三十五页第三十六页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—阈值电压(2)阈值电压(PMOS)注意：器件的阈值电压主要通过改变衬底掺杂浓度、衬底表面浓度或改变氧化层中的电荷密度来调整。用以上方程求出的“内在”阈值在电路设计过程中可能不适用，在实际设计过程中，常通过改变多晶与硅之间的接触电势即：在沟道中注入杂质，或通过对多晶硅掺杂金属的方法来调整阈值电压。第三十六页第三十七页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—I/V特性(1)输出特性（I/V特性）MOS晶体管的输出电流－电压特性的经典描述是萨氏方程。忽略二次效应，对于NMOS管导通时的萨氏方程为：

VGS－Vth：MOS管的“过驱动电压”，记为VOV

；W/L称为宽长比；L：指沟道的有效长度；称为NMOS管的导电因子。ID的值取决于：工艺参数μnCox、器件尺寸W和L、VDS及VGS。

第三十七页第三十八页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—I/V特性(2)讨论：截止区：VGS≤Vth，ID＝0线性区：VDS≤VGS－Vth，漏极电流即为萨氏方程深三极管区：VDS<<2（VGS－Vth）时称MOS管工作在，萨氏方程可近似为：

当VDS较小时，ID是VDS的线性函数，即这时MOS管可等效为一个电阻，其阻值为：

处于深三极管区的MOS管可等效为一个受过驱动电压控制的可控电阻，当VGS一定时，沟道直流导通电阻近似为一恒定的电阻。第三十八页第三十九页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—I/V特性(3)讨论(续)饱和区：VDS≥VGS－Vth漏极电流并不是随VDS增大而无限增大的，在VDS＞VGS－Vth时，MOS管进入饱和区：此时在沟道中发生了夹断现象。萨氏方程两边对VDS求导，可求出当VDS＝VGS－Vth时，电流有最大值，其值为：

称为饱和萨氏方程。

第三十九页第四十页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—I/V特性(4)由此可看出VOV的大小是评判MOS管工作状态的一个重要的参数，一般情况下有：饱和区：VOV>150mV（但要注意短沟道效应产生偏差）。亚阈值区：VOV<0：性能与BJT相似，gm/ID接近于常数。线性区：0<VOV<150mV。第四十页第四十一页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—I/V特性(5)MOS管I/V特性曲线第四十一页第四十二页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—转移特性(1)转移特性曲线在一个固定的VDS下的MOS管饱和区的漏极电流与栅源电压之间的关系称为MOS管的转移特性。转移特性的另一种表示方式增强型NMOS转移特性耗尽型NMOS转移特性第四十二页第四十三页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—转移特性(2)转移特性曲线从转移特性曲线可以得到导电因子KN（或KP），根据饱和萨氏方程可知：

即有：

所以KN即为转移特性曲线的斜率。第四十三页第四十四页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—直流电阻MOS管的直流导通电阻定义：MOS管的直流导通电阻是指漏源电压与漏源电流之比。饱和区：线性区：深线性区：第四十四页第四十五页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—跨导（1）饱和区MOS管的跨导工作在饱和区的MOS管可等效为一压控电流源，故可用跨导gm来表示MOS管的电压转变电流的能力跨导越大则表示该MOS管越灵敏，在同样的过驱动电压（VGS－Vth）下能引起更大的电流根据定义，跨导为漏源电压一定时，漏极电流随栅源电压的变化率，即：

饱和区跨导的倒数形式上与深线性区的导通电阻Ron相同

第四十五页第四十六页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—跨导（2）讨论：在KN（KP）为常数（W/L为常数）时，跨导与VOV成正比，或与漏极电流ID的平方根成正比。若漏极电流ID恒定时，则跨导与过驱动电压成反比，而与KN的平方根成正比。提高跨导方法：增大KN（增大宽长比，增大Cox等）增大ID来实现以增大宽长比为最有效。

第四十六页第四十七页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—跨导（3）讨论(续)双极型三极管的跨导为：两种跨导相比可得到如下结论：对于双极型，当IC确定后，gm就与几何形状无关，MOS管除了可通过IDS调节跨导外，gm还与几何尺寸有关；双极型三极管的跨导与电流成正比，而MOS管的跨导与成正比，所以在同样工作电流情况下，MOS管的跨导要比双极型三极管的跨导小。第四十七页第四十八页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—导纳饱和区MOS管的导纳对于MOS管的交流小信号工作还引入了导纳的概念，导纳定义为：当栅源电压与衬底电压为一常数时的漏极电流与漏源电压之比，即可表示为：第四十八页第四十九页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—最高转换频率（1）MOS管的最高转换频率两种定义共源电流增益（）幅度下降到单位1时所对应的频率（角频率）；当栅源间输入交流信号时，由源极增加（减小）流入的电子流，一部分通过沟道对电容充（放）电，一部分经过沟道流向漏极，形成漏源电流的增量，当变化的电流全部用于对沟道电容充放电时，MOS管就失去了放大能力，因此MOS管的最高转换频率定义为：对栅输入电容的充放电电流和漏源交流电流值相等时所对应的工作频率。

第四十九页第五十页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—最高转换频率（2）忽略寄生电容：C表示栅极输入电容，该电容正比于WLCox

。MOS管的最高转换频率与沟道长度的平方成反比，因此，减小MOS管的沟道长度就能很显著地提高工作频率

。频率：fT=ωT/2π第五十页第五十一页，共98页。1.3.1MOS管的电特性—最高转换频率（3）转换频率是不能够精确预计器件所能工作的最高频率的。在高频条件下，“集总”MOS管模型的许多假设都变得无效了。集总模型对于工作频率不大于ωT/10时是有效的。后述会介绍一种有效的频率定义。在高频情况下，器件模型变得更有挑战性，需考虑版图中器件及其连接所产生的许多效应。第五十一页第五十二页，共98页。品质因子（FOM）希望MOS管能提供：大的gm同时只消耗较少的电流大的gm同时只有较小的Cgs为了量化MOS管的性能，可以定义以下的“品质因子”：gm/ID与gm/Cgs对于长沟道MOS管，则有：以上两因子反映了相互之间的折中关系。第五十二页第五十三页，共98页。二阶效应

二阶效应在现代模拟集成电路的设计中是不能忽略的，主要的二阶效应有：MOS管的衬底效应沟道调制效应亚阈值导通温度效应第五十三页第五十四页，共98页。衬底偏置效应（体效应）

在前面的分析中：没有考虑衬底电位对MOS管性能的影响假设所有器件的衬底都与源端相连，即VBS＝0但在实际的模拟集成电路中，由于MOS器件制作在同一衬底上，就不可能把所有的MOS管的源极与公共衬底相接，即VBS≠0例如：在实际电路设计中NMOS管的源极电位有时就会高于衬底电位（仍能保证源极与漏极与衬底间保持为反偏，使器件正常工作）

第五十四页第五十五页，共98页。衬底偏置效应（体效应）根据阈值电压的定义及MOS管的工作原理可知，MOS管要形成沟道必须先中和其耗尽层的电荷，假设VS＝VD＞VB，当0＜VGB＜Vth时则在栅下面产生了耗尽但没产生反型层，保持MOS管的三端电压不变，而降低衬底电压VB，则VGB增大，更多的空穴被排斥到衬底，而留下了更多的负电荷，从而使其耗尽区变得更宽，即当VB下降、Qb上升时，Vth也会增大。这种由于VBS不为0而引起阈值电压的变化的效应就称为“衬底效应”，也称为“背栅效应”。第五十五页第五十六页，共98页。衬底偏置效应（体效应）在考虑衬底效应时，其耗尽层的电荷密度变化为：把上式代入阈值电压的表达式，可得其阈值电压为：其中Vth0是在无体效应时的阈值电压；称为体效应因子，γ的大小由衬底浓度与栅氧厚度决定，其典型值在0.3到0.4V1/2。第五十六页第五十七页，共98页。衬底偏置效应（体效应）对于PMOS管，考虑体效应后的阈值电压为：

对于衬底效应表明其衬底势能Vsub不需改变：如果其源电压相对于Vsub发生了改变，会发生同样的现象。第五十七页第五十八页，共98页。衬底偏置效应（体效应）例：第五十八页第五十九页，共98页。衬底偏置效应（体效应）由于衬底电位会影响阈值电压，进而影响MOS管的过驱动电压，所以衬底可以视为MOS管的第二个栅（常称背栅）。因此为了衡量体效应对MOS管的I/V的影响，定义一衬底跨导衬底跨导：在源漏电压与栅源电压为常量时漏极电流随衬底电压的变化关系：第五十九页第六十页，共98页。衬底偏置效应（体效应）则衬底电位对漏极电流的影响可用一个电流源gmbVBS表示。在饱和区，gmb能被表示成第六十页第六十一页，共98页。衬底偏置效应（体效应）而根据阈值电压与VBS之间的关系可得：

因此有：

式中η=gmb/gm

，gmb正比于γ。注意gmVGS与gmbVBS具有相同极性，即提高衬底电位与提高栅压具有同等的效果。第六十一页第六十二页，共98页。沟道调制效应

在分析器件的工作原理时已提到：在饱和时沟道会发生夹断，且夹断点的位置随栅漏之间的电压差的增加而往源极移动，即有效沟道长度L’实际上是VDS的函数。这种由于栅源电压变化引起沟道有效长度改变的效应称为“沟道调制效应”。记，，λ称为沟道调制系数，当ΔL远小于L时有：第六十二页第六十三页，共98页。沟道调制效应在饱和区时，其漏极电流为调制系数为：而ΔL为：λ的大小与沟道长度及衬底浓度有关，ND上升则λ下降。考虑沟道调制效应的I/V曲线如下图所示。

第六十三页第六十四页，共98页。沟道调制效应由上图可以看出：实际的I/V曲线在饱和时并非是一平行的直线，而是具有一定斜率的斜线。所有斜线反方向延长与水平轴VDS间有同一交叉点，该点的电压称为厄莱电压VA。因此在源漏之间是一个非理想的电流源。参数λ反映了沟道调制的深度，且沟道越短，λ越大，表明沟道调制越明显。λ与VA的关系为：λ＝1/VA。第六十四页第六十五页，共98页。沟道调制效应考虑沟道调制效应后MOS管的在饱和区的跨导gm为：所以沟道调制效应改变了MOS管的I/V特性，进而改变了跨导。

第六十五页第六十六页，共98页。沟道调制效应不考虑沟道调制效应时，MOS管工作于饱和区时的漏源之间的交流电阻为无穷大，是一理想的电流源。考虑沟道调制效应后，由于漏电流随漏源电压变化而变化，其值为一有限值。这个电流源的电流值与其电压成线性关系，可以等效为一个连接在漏源之间的电阻，该电阻其实VDS有关，没有精确解，但可近似表示为：

第六十六页第六十七页，共98页。沟道调制效应一般ro也称为MOS管的输出阻抗，它会限制大部分放大器的最大电压增益，影响模拟电路的性能。对于一个给定的栅源电压，一个较大的沟道长度L可以提供一个更理想的电流源，同时降低了器件的电流能力。因此，为了保证其电流值，应同比例增加W的值。注：以上各式的推导是基于条件：ΔL远小于L（即长沟道）而得到的，此时才有的近似线性关系，而对于短沟道器件则上述条件不成立，它会导致饱和ID/VDS特性曲线的斜率可变。

第六十七页第六十八页，共98页。亚阈值效应

亚阈值效应又称为弱反型效应前面分析MOS管的工作状态时，采用了强反型近似，即假定当MOS管的VGS大于Vth时，表面产生反型，沟道立即形成，而当MOS管的VGS小于Vth时，器件就会突然截止。第六十八页第六十九页，共98页。亚阈值效应但MOS管的实际工作状态应用弱反型模型，即当VGS略小于Vth时，MOS管已开始导通，仍会产生一个弱反型层，从而会产生由漏流向源的电流，称为亚阈值导通，而且ID与VGS呈指数关系：其中ξ>1是一非理想的因子；ID0为特征电流：，m为工艺因子，因此ID0与工艺有关；而VT称为热电压：。第六十九页第七十页，共98页。亚阈值效应亚阈值工作特点：在亚阈值区的漏极电流与栅源电压之间呈指数关系，这与双极型晶体管相似。亚阈值区的跨导为：由于ξ>1，所以gm<ID/VT，即MOS管的最大跨导比双极型晶体管（IC/VT）小。且ID不变而增大器件宽W可以提高跨导，但ID保持不变的条件是必须降低MOS管的过驱动电压。第七十页第七十一页，共98页。亚阈值效应因此在亚阈值区域，大器件宽度（存在大的寄生电容）或小的漏极电流的MOS管具有较高的增益。为了得到亚阈值区的MOS管的大的跨导，其工作速度受限（大的器件尺寸引入了大的寄生电容）。第七十一页第七十二页，共98页。温度效应

温度效应对MOS管的性能的影响主要体现在阈值电压Vth与载流子迁移率随温度的变化。阈值电压Vth随温度的变化：以NMOS管为例，阈值电压表达式两边对温度T求导可以得到第七十二页第七十三页，共98页。温度效应上式一直为负值，即阈值电压随温度上升而下降。对于PMOS管则dVth/dT总为正值，即阈值电压随温度的上升而增大。第七十三页第七十四页，共98页。温度效应载流子迁移率随温度的变化实验表明，对于MOS管，如果其表面电场小于105V/cm，则沟道中电子与空穴的有效迁移率近似为常数，并约为半导体体内迁移率的一半。实验还发现，在器件工作的正常温度范围内，迁移率与温度近似成反比关系。

第七十四页第七十五页，共98页。温度效应漏源电流IDS随温度的变化根据以上的分析，温度的变化会引起阈值电压与迁移率的变化，进而影响其漏源电流。由萨氏公式两边对T求导得：

第七十五页第七十六页，共98页。温度效应则有：

由于温度的变化对阈值电压与迁移率的影响正好是反向的，漏源电流IDS随温度的变化取决于这两项的综合，因此，MOS管的电性能的温度稳定性比双极型的晶体管好。第七十六页第七十七页，共98页。MOS管的小信号模型第七十七页第七十八页，共98页。MOS管交流小信号模型---低频小信号是指对偏置的影响非常小的信号。由于在很多模拟电路中，MOS管被偏置在饱和区，所以主要推导出在饱和区的小信号模型。在饱和区时MOS管的漏极电流是栅源电压的函数，即为一个压控电流源，电流值为gmVGS，且由于栅源之间的低频阻抗很高，因此可得到一个理想的MOS管的小信号模型，如图所示。第七十八页第七十九页，共98页。MOS管交流小信号模型---低频(a)(b)第七十九页第八十页，共98页。MOS管交流小信号模型---低频其中（a）为理想的小信号模型。实际的模拟集成电路中MOS管存在着二阶效应，而由于沟道调制效应等效于漏源之间的电阻ro；而衬底偏置效应则体现为背栅效应，即可用漏源之间的等效压控电流源gmbVBS表示，因此MOS管在饱和时的小信号等效模型如图(b)所示。上图所示的等效电路是最基本的，根据MOS管在电路中不同的接法可以进一步简化。

第八十页第八十一页，共98页。MOS管交流小信号模型---高频在高频应用时，MOS管的分布电容就不能忽略。即在考虑高频交流小信号工作时必须考虑MOS管的分布电容对电路性的影响，所以MOS管的高频小信号等效电路可以在其低频小信号等效电路的基础上加入MOS管的级间电容实现，如图所示。第八十一页第八十二页，共98页。MOS管交流小信号模型---高频第八十二页第八十三页，共98页。MOS管交流小信号模型---高频不同工作状态（截止、饱和、线性）时MOS管的分布电容值不同，因此若进行详细的计算比较困难，但可以通过软件模拟进行分析。另外，在高频电路中必须注意其工作频率受MOS管的最高工作频率的限制（即电路的工作频率如高于MOS管的最高工作频率时，电路不能正常工作）。第八十三页第八十四页，共98页。CMOS中的有源电阻第八十四页第八十五页，共98页。有源电阻

MOS管的适当连接使其工作在一定状态（饱和区或是线性区），利用其直流电阻与交流电阻可以作为电路中的电阻元件使用。1

MOS二极管作电阻

MOS二极管是指把MOS晶体管的栅极与漏极相互短接构成二端器件，如图所示。

第八十五页第八十六页，共98页。有源电阻