一种超高选择性hs滤波器的研制

一种超高选择性hs滤波器的研制

1超高选择性的32-极交叉环由于滤波器带外信号的频率密集和干扰（尤其是在城市地区），人们长期以来一直希望使用非接触式f滤波器。预期高温超导(HTS)滤波器能够解决所有这些问题。已经有多篇论文报道了期望获得的性能的进展。使用3英寸的HTS薄膜对超高选择性的32-极契比雪夫HTS滤波器已进行了实验证明。一种能够使用较少数量的谐振器在其频带边缘生产传输零点,具有最陡的抑制斜度的交叉耦合技术已经应用到HTS平面滤波器上。最近,使用HTS分系统进行的现场试验中,已经报道了取得的重要进展(比如,覆盖面积增加,掉话率降低)。在本文中,我们提出的一种超高选择性的22-极的滤波器,由于引入10个传输零点,其抑制超过了理想的50-极契比雪夫滤波器的抑制水平。为了获得这种性能,设计中引如了一种四重线交叉耦合技术。已经研制出了一种新型紧凑的谐振器,以便把22个谐振器容入有限的薄膜面积内。2复合器的焊接结构与交叉结构2.1重线交叉消音机交叉耦合技术是一种非常有效的技术,这种技术无需增加额外谐振器就能改善滤波器的抑制特性。交叉耦合是通过给功率提供一个可替换通道,由一个谐振器向其非邻近谐振器进行传输而获得。如果在滤波器的带通以外的某些频率上,由序列排列的谐振器(主要通道)传输的功率与通过交叉耦合通道(替换通道)传输的功率的幅度相当,而相位相反,传输零点将在特定频率上出现。通过使用更多的耦合结构,即在频带边缘上增加更多的传输零点,可以获得更高的选择性。已经研究出了几种交叉耦合结构,并且首先应用到空腔滤波器上,最近又用于HTS平面滤波器上。某些交叉耦合结构实现传输零点数量的最小化是相当复杂的。在一个有限频率上产生的传输零点的最大数量被限制在≤N-2。其中,N是该滤波器的谐振器的数量。多数在这种情况下,每一个传输零点的位置受复数交叉耦合的影响。因此,这种设计与调谐也都比较复杂和困难。到目前为止,这些结构多数用于传统的空腔滤波器中,在这些滤波器中,由于尺寸限制,滤波器要求的谐振器数量较少,需要的Q因数较低。而HTS滤波器能够在一个小的薄膜上容纳较多数量的谐振器,并且同时能够获得超过100,000的Q-因数。在此情况下,简单的交叉耦合结构是比较受欢迎的,四重线交叉耦合结构就是一种方法。将交叉耦合通道引入到四个按序排列的谐振器的两个端头的谐振器上。交叉耦合在两个频段边缘产生一对对称的传输零点。交叉耦合值必须是负值(与其主要交叉值的符号相反),以便获得传输零点。通过将四重线结构顺序联级就能实现多路传输零点。应该注意,每一个传输零点的频点仅由一个相对应的交叉耦合所确定,并且,一个交叉耦合不会对属于其他四重线交叉耦合结构的各个传输零点产生干扰。当它被应用到由大量的谐振器和交叉耦合结构组成的滤波器上时就是一种优势。本文中,我们把四重线交叉耦合应用于由22个谐振器组成的滤波器上。5个四重交叉耦合结构分别将滤波器引入到第2与第5,第6与第9,第10与第13,第14与第17,第18与第21之间的谐振器上。因此,滤波器在频带边缘的每一侧都有五个传输零点。滤波器的交叉结构如图1所示。2.2谐振器的减少图2给出了一种已研制成的“回形针式谐振器”。它在1950MHz作为半波长谐振器进行谐振,它的外形尺寸为:2.15mm(宽)×9.6mm(长),该谐振器的线宽为0.3mm。谐振器的线路中间绕成一个小圆环,然后向下呈直线彼此平行靠近,接着,向外折叠。通过对平行回形针式线进行校准,并使每一个线靠近,能够降低从一个谐振器到另一个谐振器之间的辐射,因为,任何两个对称位置的电流相对于谐振器的中心来说它的流动方向是相反的。因此,电磁场强度可以通过以平行线方向反向流动的电流来降低,允许谐振器互相紧挨着放置。相强度邻谐振器(中心到中心)的典型距离大约为3.0mm。降低非相邻谐振器之间的寄生耦合,对于维持良好的反射损耗和抑制斜度的对称性也是非常重要的。在某些情况下,这种寄生耦合在其频带边缘产生传输零点,通常会在其边带的任何一边都会产生传输零点。虽然这种影响使得滤波器的斜度更加陡峭,但这种寄生耦合产生的传输零点的位置是无法控制的。我们应尽力降低这种无用的寄生耦合以便把希望要的传输零点放在我们期望的位置。下一个相邻谐振器产生的主寄生耦合的强度计算结果大约为相邻谐振器之间主耦合的2%。该比率大约为典型的传统发夹式谐振器的5%。这种回形针式谐振器能有效地降低无用的寄生耦合,因为它的折叠式设计能够降低电磁场传播。图3给出了提出的滤波器的四重线结构中的一种。通过在端头的谐振器之间增加一传输线的方法引入了交叉耦合通道。耦合的幅度可以通过改变间隙和传输线端头谐振器之间的重叠长度和/或传输线的总长度的方法进行调整。交叉耦合信号可以通过改变间隙位置的方法进行转换。通过这些物理参数的调整,就可以移动传输零点的位置。3契比雪夫滤波器该滤波器设计用来满足现有的一种3G无线频带:1950MHz中心频率和20MHz带宽。设计了五个交叉耦合,从频带边缘两边分别位于230kHz,300kHz,450kHz,800kHz和1600kHz的位置产生传输零点。图4给出了提出的22-极滤波器的抑制特性。尽管3G频带有一个20MHz带宽,该滤波器设计具有20.2MHz的带宽。由于该滤波器有一个非常陡的陡度,所以,降低频带边缘附近的插入损耗是十分关键的。设计时我们引入了0.2MHz的余量。因此,图4中设计的频带边缘为1960.1MHz,而不是1960MHz。插入损耗分别在1960MHz是1.6dB,在1960.1MHz为4.0dB。在此计算中,谐振器的Q值假定为100,000。图中给出具有同样设计带宽的契比雪夫滤波器的响应曲线作为参考。契比雪夫滤波器在1960MHz的插损为2.3dB,在1960.460MHz的抑制为90dB。然而,具有10个传输零点的22-极滤波器在1960.325MHz时具有90dB的抑制,即,具有10个传输零点的滤波器,抑制性能超过了理想的50-极契比雪夫滤波器。这种22-极滤波器与50-极滤波器相比,具有结构紧凑的优势,因为,它只需要不到一半数量的谐振器就可以获得更好的性能。4接收点抑制特性该滤波器是用2英寸的MgO衬底的YBCD薄膜制备而成的。图5给出了该滤波器在70K时的响应曲线。获得了极好的选择性和反射损耗,频带中心的插入损耗大约为0.2dB。极限抑制水平超过120dB,由于网络分析仪的动态范围限制的缘故,其真实值无法测得。图6给出了在较高频率一侧的抑制特性。图5和图6测量的输入功率设定在+10dBm时获得传输零点,以便传输零点和起伏可以看见。作为一个结果,通带边缘的舍入与其在低于Odbm的输入功率测得的曲线相比较,当输入功率低于Odbm时,对边带没有影响。因为谐振器的Q值超过了100,000,清晰地出现5个传输零点,其陡度曲线和起伏与图4给出的模拟曲线非常一致。在较低一侧同样出现五个传输零点,并且斜度非常对称。90dB的抑制点在1939.650MHz(离较低频带边缘350kHz)和1960.300MHz(离较高频带边缘300kHz)。抑制度达30dB/100kHz以上。同时,还测得了该滤波器三阶互调积(IMP)失真特性。图7给出了在离开带内双口基本信号为1945MHz和1950MHz时,在1955MHz测得IMP,曲线斜度为3。它的截获点(IP3)在70K时大约为+36dBm。5本篇滤波器的抑制性能将四重线交叉耦合技术引入22-极的带通滤波器的设计以产生10个传输零点。建议采用的回形针式谐振器同时达到了结构紧凑和Q值高的目的。通过将交叉耦合技术与新型谐振器结合,在2英寸薄膜面积内获得极高的抑制陡度。就作者所知,该滤波器的性能超过了理想的50-极的契比雪夫滤波器。也超过了先前报道的所有滤波器的抑制性能。这篇译文的原作者为