开关电源电磁干扰问题分析

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开关电源电磁干扰问题分析（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）目錄㆒目錄1㆓目的2㆔問題2-6㆕問題簡析6--7五對策方案7—101對主開關管2對變壓器3對㆓极管4對貯能電感5對外加干擾六實例應用10--17七結論171PDF檔案以"PDF製作工廠"試用版建立21.目的:自然現象產生的電子擾動或因某些設備引起的其它設備的非正常響應都可稱為電磁干扰(EMIelectromagneticinterference.而電磁兼容(EMCelectromagneticcompatibility則与EMI相反,是確保系統或設備不產生電磁幹擾的技術.對電源供應器,則要求我們所設計的電源不可以幹擾到系統的正常運行,同時也希望電源對系統的幹擾有㆒定的免疫力.另外,由于EMI的不可視性和隨機性,給我們的設計帶來了很大的困擾,是電源設計㆗的㆒大難題!本文將以PSA54U-201為例,對EMI和EMC進行㆒系列的討論,希望能尋求到㆒些可普遍運作的解決方案.2.問題此機种在最初的時候,CE和RE都比較高對于CE,在低頻端(0.15M—0.5M和高頻部份(10M—15M比較高,MARGIN不夠(客戶認為,若超過了第㆓條線則為不PASS.尤其是FCC,後面那部份很高,已超出了規格很多.而RE,則在50M至70M內的值比較高,超出快20Db.參照以㆘圖樣圖1conductiontestEN55022-BLINE0.208M58.1-6.722.1M47-8PDF檔案以"PDF製作工廠"試用版建立3圖2conductiontestEN55022-BNEUTRAL0.21M57-7圖3conductiontestFCC-BLINE22.3M45.4-1.2圖4conductiontestFCC-BNEUTRALPDF檔案以"PDF製作工廠"試用版建立40.48M37.6-10.422.3M47.20.1圖5radiationtestEN55022-BVERTICAL62.1M47.656.3M38圖6radiationtestEN55022-BHORIZONTALPDF檔案以"PDF製作工廠"試用版建立64.5M37.6圖7radiationtestFCC-BVERTICAL60.3M50.856.3M41圖8radiationtestFCC-BNEUTRAL63.1M47.1172M42.5由以㆖波形,EMI的問題顯而易見!3.問題簡析圖9PSA54U-201的線路圖此機种為PSA65U-301的衍生機型,在做處理時,只是單純的把另外㆒組輸出給去掉,而變壓器沒做改變,這樣帶來了很多隱患.EMI雜訊的來源我認為雜訊的產生在於電流或電壓的急劇變化(di/dt和dv/dt很大,因此高功率和高頻率運作的器件都是EMI雜訊的來源.對power來說,EMI雜訊的來源有a開關管b變壓器c㆓极體d貯能電感e外界幹擾的耦合(輸入端和輸出端4.對策方案個㆟認為電磁幹擾是㆒种能量,無法不讓它產生,只有用㆒定的辦法去減小其對系統的干擾.另外正因為它是种能量,對於整個power來說.其總共的能量是㆒定的,我們可以采用方法去降低某個頻段的干擾,但㆒個頻段的壓低就會引起另㆒個頻段能量的㆖升.因此,我們需要的是整個系統的平衡.可用到的方法可分為兩大類:㆒种是讓能量泄放掉;另㆒种是把能量給擋個外部.也可以說㆒种方法是減小其產生的幅度,另㆒种則切斷其傳播途徑.因此,最有效的辦法是把電源給完全屏蔽.4.1對開關管在power的工作過程㆗,開關管㆒直處在快速的關與斷的狀態,而由於開關管結面電容的存在,開關管在快速開關的時候就會產生㆒定的尖峰,這樣就會有㆒些noise發射出來.另外開關管的結面電容和變壓器的繞組電感也有可能產生諧振而發出幹擾.對此可采用的方法有1在D极和G极加core,這樣等於加了㆒個小電感,使開關管的電流變化率不會太大,可減小尖峰的大小2在開關管處加snubber同樣的,此方案也是為了使開關管在快速工作時的尖峰不要太大,使其電壓或電流能緩慢㆖升.圖10Q1的波形3減小開關管與周邊元件的壓差,這樣的話,則開關管的結面電容可充電的程度會得到㆒定的降低,4.2對變壓器變壓器是power㆗的貯能元件,在能量的充放過程㆗,就可能會產生雜訊幹擾.對此我們可采用的方案有1把變壓器法拉第屏蔽讓變壓器產的雜訊不發射出來2減緩能量的快速充放3㆒㆓次側的可靠隔離4.3對㆓极體同樣的,㆓极管在快速截止與導通的過程㆗會有spike的產生.且它的正常與否很密切的關係開開關管和變壓器的工作.因此我們在對㆓次整流㆓极體做處理時,㆒定要同時檢測開關管和變壓器的工作波形.1加RC緩衝器讓㆓极體的能量能平緩的泄放2在其管腳個加beadcore使其電流不可突變以減小spike4.4對貯能電感類似於變壓器,可對其加屏蔽4.5外界幹擾的耦合(輸入端和輸出端對輸入端此處是整個電源的入口處,外部電网的㆒些雜訊都有可能從此處進來,從而幹擾到電源內部㆒些元件的正常工作.與此同時,電源內部的雜訊也是由此傳播到外部電网,對外界造成干擾.㆒般我們在這里都有㆒些X電容和Y電容以及noisefilter對雜訊進行過濾.如圖所示圖11濾波電路1其㆗㆒些雜訊可直接通過電容bypass到大㆞,另㆒些則被由電容和電感組成的濾波阻擋在外面.對㆒些功率比較大的電源,㆒般都可采用級連的辦法,在㆒級共模濾波後再加㆒級差模濾波來減小雜訊的干擾(見圖圖12濾波級連我們可適當的X電容值和Y電容值以及NF值對傳導幹擾可達到㆒定的目的.對輸出端(尤其是長DCCORD電源給系統搭配后,系統內部的㆒些雜訊就可能由DCCORD而傳到電源的內部,而且外界的㆒些幹擾也有可能通過DCCORD耦合到電源內部,產㆒系列的干擾.對於由此而產生的干擾,最好的辦法是同對付輸入端的幹擾㆒樣去加㆒些共模濾波和差模濾波.但是在實際㆗不太可能去做這些工作,因此我們只能從DCCORD去著手.首先對於直接由系統內部傳過來的干擾我們可以在DCCORD㆖加㆒些磁環以及filtercore去減小其noise而對於耦合在DCCORD㆖的雜訊,我們可以加強DCCORD的抗幹擾能力,比方說給它加屏蔽,讓外界的雜訊不易從它耦合到電源內部.5.實例應用由開始所提供的EMI圖樣可知,CONDUCTION的LINE線要比NEUTRAL線高.而RADIATION的VERTICAL要比HORIZONTAL高多.故以後只提供CPNDUCTION的LINE線以及RADIATION的VERTICAL兩种波形圖!對於本機种,由於其安規已申請,故在EMI的改善過程㆗有個很大的難題是不可以去很大幅度的改動其安規元件,而添加外圍電路的前提也是不可以去動PCB!對圖1,可看到輸入部份和輸出部份很高,對輸出那㆒段,可以在DCCORD處加㆒個磁CORE,結果如圖11圖13變更DCCORD後的CONDUCTION由圖可看到,在20M到30M內的尖峰已削平到了40Db左右.對輸入部份最直接的對策是把NOISEFILTER加大,而由於此是㆒安規元件,對此我請教過安規的專家,她們認為在變更此類元件時,只要對周過的元件的影響不很大,溫差不會超過20℃則可認為變換後安規仍不變.對此,我把NF由開始的16mH左右加大到了23mH左右.變更後的圖如圖12:圖14變更NF後的CONDUCTION圖(EN55022圖15變更NF後的CONDUCTION圖(FCC由圖可看到,在500K以前的峰值都已有了㆘降,不過在0.5—2M間的峰值都有了㆒定程度的提高,由此帶來了另㆒個患,在此暫且不提.到此可認為,CONDUCTION已修改成功.㆘面再來看看RADIATION:對於此類干擾,我們要借助㆒系列的工具,最好能用步譜分析儀,那樣可以定頻率的分析到每㆒個頻段的幹擾的高低,不過此方法要用的頻譜分析儀不可多求,故可采用更”原始”點的方法,可以把㆒個小電感(感值很小,且絕緣良好很好的屏蔽后(只留㆘其接收端在外把它的兩個引腳接到示波器㆖,把示波器的頻帶限制去掉後選用㆒定的檔位,把接收端去接觸工作著的POWER的各個點,如果電感選取合適的話,則從示波器㆖接收到的信號就是你所接觸點的發出的信號,可以很精確的這點分析到幹擾源.對本機种采用此方法可以看到在Q1,D51,D52,D53,REC,TRANSFORMER處的幹擾信號最強.5.1首先,我看了㆒㆘屏蔽的效果,用㆒塊屏蔽板加在電源㆖,形成雙層屏蔽圖16屏蔽電源可看到,加了㆒塊屏蔽板以後整個頻段的峰值都可以壓㆘去.5.2在Q1的D极加了㆒個BEADCORE圖17Q1的D极加BEADCORE可以看到,加了磁環以后,峰值有所降低5.3由於在本機㆗,開關管接在㆒次側㆞㆖,與大㆞有㆒定的電位,故嘗試把晶體與㆒次㆞隔離.結果如圖18圖18晶體管隔離這樣隔離后相當於減小了晶體管與周過元件的電位差.也有㆒定的效果.5.4由于變壓器處發出的信號也很強,故嘗試把變壓器給屏蔽.圖19屏蔽變壓器相對圖5,也有所改善5.5同樣的,給㆒㆓次隔離的Y電容引腳加個BEADCORE圖20給C9加BEADCORE5.6給㆓次側的整流㆓极體加㆖CORE圖21D51,D52加CORE在開關電源的設計中,除了磁性元件的設計外,另外一項比較比較麻煩但是對系統穩定性非常重要的就是環路設計了,它不僅涉及到模擬電子電路技術,同時還涉及到自動控制,測量與計算技術,通常,電源設計時,主電路是根據應用要求設計的,控制環路的設計是在主功率部分設計完成后再考慮的,一般不會提前考慮控制環路的設計,常用的开关电压电源未补偿的开环传递函数Tu可分为单极点和双极点两种,对于单极点一般采用PI(比例积分补偿,双极点一般采用PID(比例积分微分补偿。也可以大致理解为电流型控制的采用PI补偿,电压型控制的采用PID补偿。開關電源中反饋環路的組成其中:Kpwr,Kmod,Klc,Kfb分別表示功率部分開環增益,PWM控制部分開環增益,輸出濾波部分開環增益,輸出反饋增益,Kea為運放補償增益(通常所說的“調反饋”有很大一部分是集中在這一塊的,一般而言,電路拓撲結構一旦確定,Kpwr就不會有太大的更改,而Kmod要根據所選擇的ICdatasheet進行調節,LC的選擇不僅要考慮系統的穩定,同時還要考慮電源的頻率,電源的輸出連波要求等因素,系統總的增益為個部分增益的乘機為了方便理解,我們先粗略的了解一下在電流控制型開關電源中常用的三種反饋補償方式以及相對應的BODE圖,下面在介紹它們的推導過程從而理解三種補償方式的由來圖一:反激開關電源中常用的實際反饋補償電路其傳遞函數Kea=Iopto=(Vo-V1/Rb補償方式一:單極點補償適用條件:補償方式二:極點零點補償適用條件:補償方式三:雙極點單零點補償電流型控制和DCM(斷續電流模式並且電容的ESR零點頻率較低的電源系統,其主要作用是把環路中第一個極點和其餘的極點距離拉開,使相位達到180以前將增益降到0DB,結果會使補償后的最大帶寬小於補償前第一個極點的帶寬和主極點補償的條件近似,其極點相當于主極點中的極點,零點則是把第一個極點抵消,這時的帶寬可以達到第二個極點的帶寬,帶寬最大,這樣既達到可主極點補償的效果又增加了帶寬適用條件:補償方式四:三极点,双零点补偿(在反激拓撲中很少使用適用條件:注:C1和R2串联是用来抑制低频时的100HZ纹波的,在介紹補償方式的推導過程之前,先介紹一下幾個基本概念三:穿越頻率,相位裕量和增益裕量(如下圖所示相位裕度是指环路增益为0dB的频率处的环路相位,增益裕度则是指环路相位为360o的频率处的环路增益穿越頻率是指增益曲綫穿越0dB線時對應的頻率適用於傳遞函數有雙極點的補償,輸出帶LC諧振的拓撲結構,如所有沒用電流型控制的電感電流連續方式拓撲結構中(公式中的傳遞函數進行了適當的工程近似一:BODE圖:根據頻率特性繪製出的一種對數頻率特性曲綫,有兩部分組成,幅頻特性和相頻特性二:零點和極點表示的是增益斜率變化的拐點,其中零點使增益斜率變化+1,極點使增益斜率變化-1適用於功率部分只有一個極點的補償,如所有電流型控制和非連續性電壓型控制,(公式中的傳遞函數進行了適當的工程近似如圖所示,虛短:虛斷五:捲積卷积的过程就是相当于把信号分解为无穷多的冲击信号,然后进行冲击响应的叠加。它就是一種微元相乘累加的極限形式,在信號與系統中,系統的響應不僅與當前時刻系統的輸入有關,也和之前若干時刻的輸入有關,輸出信號是當前時刻的輸入信號的響應與之前輸入信號的響應的殘留影響疊加的結果(只要知道怎樣用就可以了,這裡粗略的說下,供參考四:虛短和虛斷(條件:運放為理想運放虚短就是两个输入端的电压差为0,虚断就是两个输入端之间的电流为0Riuiuo+-=uuFii=五：捲積卷积的过程就是相当于把信号分解为无穷多的冲击信号，然后进行冲击响应的叠加。它就是一種微元相乘累加的極限形式，在信號與系統中，系統的響應不僅與當前時刻系統的輸入有關，也和之前若干時刻的輸入有關，輸出信號是當前時刻的輸入信號的響應與之前輸入信號的響應的殘留影響疊加的結果（只要知道怎樣用就可以了，這裡粗略的說下，供參考）六：对数的运算：兩個數字的乘機的對數等於它們各自對數的和七：容抗：ZC=1/jwC=-jXC感抗:ZL=jwL=jXL注：容抗、感抗在運算時與電阻一樣滿足串并聯關係補償的推導：先推導圖一的傳遞函數，然後根據“容抗、感抗在運算時與電阻一樣滿足串并聯關係”對其他補償方式進行推導由于“虚断”，则￣￣￣￣￣￣￣￣u0uuo0uouiFoRFRFRFuiuui0uiiRRR由于“虚短”，理想运放的输入电流为零，即i0,所以iiFi因此：uiuiFoRRFRFuiR1uo开关电源差模电流辐射干扰的模拟与分析陈常杰路宏敏李晓辉(西安电子科技大学电子工程学院,陕西西安710071摘要文中采用电磁场数值模拟的方法对开关电源差模电流的辐射干扰进行了模拟,并对模拟的结果进行分析,得出了差模电流辐射的基本特性和闭合印制线回路的变化对它的影响。关键词差模电流,辐射干扰,数值模拟。中图分类号TN031引言开关电源的电磁干扰问题主要包括传导发射(conductedemission干扰和辐射发射(radiatedemission干扰,电磁兼容中所谓的发射,是指“从源向外发出电磁能的现象”,与一般通信领域中人为的向外发射电磁波不同,开关电源中的发射常常是无意的,如果不加以控制,就会对周围的电子设备产生严重的干扰。随着开关电源的小型化、高频和大功率电路设计,闭合印制线回路引起的辐射干扰(差模干扰已成为开关电源的主要辐射干扰源之一。研究闭合印制线回路的辐射规律对减小开关电源的辐射干扰有着重要的意义。2建立差模电流的辐射模型开关电源是利用半导体器件的截止和导通状态来工作的,并以“开”和“关”的时间比来控制输出电压的高低,由于其通常工作在20kHz以上的开关频率工作,开关电源内的dv/dt、di/dt很大,会在电感、电容上(或分布电感电容产生严重的浪涌电压、浪涌电流和其他各种噪声。图1是典型的开关电源的简图和产生噪声的回路,含有大量高次谐波的噪声通过闭合回路向空间辐射电磁能量,即差模电流的辐射干扰。通常的闭合环形回路的形状都是不规则的,这里我们只讨论一般的模型,如图2所示。这是一种带有接地平面的正方形的闭合印制线环路,在回路的两端分别接有电压源和源内阻以及与源内阻相等的负载,当电压信号的频率较高时,这种结构与方环形天线是非常相似的,成为一种严重的辐射源。图1开关电源的简图与产生噪声的回路图2正方形闭合印制线回路模型(回路尺寸:5cm×5cm,印制线宽度:0.2cm,基板尺寸:13cm×13cm,基板厚度:0.1cm3数值模拟对于建立好的模型,可以通过电磁场的数值模拟软件来对其辐射特性进行分析。这里我们使用Ansoft的HFSS(HighFrequencyStructureSimulator进行模拟。首先研究这种闭合印制线回路的面积发生变化时其辐射特性如何发生变化。当差模辐射用小环天线产生的辐射来模拟时,在距离辐射回路为r的远场的电场强度为电子科技2004年第2期(总第173期负载阻抗(100Ω电压源(1V,内阻100Ω开关电源差模电流辐射干扰的模拟与分析(a(b(c图3闭合回路尺寸为5cm×5cm,频率为500MHz时的远场(3m辐射方向图(V/mθsin/1((106.13126rSIfE−×=m/(V(1其中f(Hz为回路中电流信号的频率,S(2m为回路面积,I(A为电流强度,θ(为测量天线与辐射平面的夹角。我们根据图1所示的结构,取正方形闭合回路的边长分别为3cm、4cm、5cm、6cm和7cm进行模拟,信号频率为500MHz。图3(a和图4分别为模拟得到的差模电流辐射的远场三维方向图(由于闭合回路的边长变化时其远场方向图是非常相似的,此处只给出边长为5cm时的方向图和S-E曲线,从中可以很明显看出由于印制线路板接地平面的存在使得差模辐射功率主要集中在接地平面上方。同时,远区辐射场的电场强度与回路面积呈线性变化关系(本文中的电场强度均指在闭合印制线回路最大辐射方向上的电场强度,这与式(1是完全符合的。4结果分析闭合印制线回路的面积越大,差模电流所产生的辐射干扰就越严重。但是同样面积的闭合印制线回路,如果回路形状发生变化,不再是正方形结构,其产生的辐射干扰效果一样会随着变化,甚至产生相当大的差异。图5显示了当闭合印制线回路的面积保持252cm不变时,矩形印制线回路源与终端所在的边分别为2cm、3cm、4cm和5cm时差模电流所产生的辐射干扰效果,且在频率为500MHz、1GHz和1.5GHz时分别进行研究。显然,频率增高,相同结构的闭合印制线回路产生的辐射干扰跟着增强,并且随着频率增高差模电流的辐射能量逐渐向印制线路板的正面“转移”,如图3所示。这是因为频率的增高使得接地平面相对于差模电流信号的电尺寸变大,从而对闭合印制线回路的辐射场产生更大的反射效果。更为重要的是,随着闭合印制线回路由正方形逐渐变化为越来越狭长的矩形,差模电流所产生的辐射干扰显著减小,也就是说,即使闭合印制线回路的面积相同,适当地改变其形状,使之越来越狭长,同样可以减小相同强度的差模电流的辐射干扰。图4远场场强随闭合印制线回路面积变化的曲线图5闭合回路面积恒定,远区辐射场强随源与负载所在的边长度的变化曲线Scm2Lcm开关电源差模电流辐射干扰的模拟与分析(a(b(c图6差模电流的辐射干扰在X(a、Y(b、Z(c方向上的极化分量的三维方向图闭合印制线回路上流过的差模电流产生的辐射干扰在各个极化方向上的分布是不同的。图6是矩形印制线回路的源和终端所在的边为3cm(回路面积为252cm时,频率为1.5GHz差模电流的辐射干扰在X、Y、Z方向上的极化分量的三维方向图。从图中可以看到,X和Z方向上的极化分量主要集中于印制板正面的X轴的两侧,而Y方向上的极化分量主要集中于印制板的正上方区域,并且沿Y方向的极化分量最大,分别为X、Y方向极化分量的2倍左右,对于源和终端所在边为2cm、4cm和5cm时的闭合回路也是如此。根据印制线路板上差模电流的辐射特性,开关电源设计人员在进行印制线路板和机箱内部结构设计的时候可以从以下几个方面进行来考虑:(1通过改变闭合印制线回路的形状,使之尽量狭长,可以有效地减小差模电流的辐射干扰影响。(2根据差模电流在各个极化方向上的辐射程度的不同,尽量使临近印制板上的印制线或元器件在较大辐射水平的极化方向上有最小的电长度,这样可以保证它们耦合到较少的电磁能量。(3在对机箱内部的电缆进行布线设计时,确保电缆在较大辐射量的极化方向上的电长度最小,从而使电缆耦合到的电磁能量最小。(4确定得到最小的机箱对外辐射效果的通风窗或者是观察窗的位置和结构。通风窗或观察窗应尽可能的安装在辐射量较低的位置,如果通风窗或观察窗是由矩形孔构成的,还应该考虑辐射场在窗口位置的各个方向的极化水平,尽量使矩形孔的长边不在辐射量最大的极化方向上,以便使从机箱辐射出去的电磁能量最小。对以上几点进行考虑的时候还要综合其他结构的干扰源的辐射效果,比如继电器、散热器和电缆产生的辐射干扰,而这些都是可以通过数值或者解析的方法得到。5结论从对开关电源差模电流的辐射干扰进行电磁场数值模拟的结果可以看出,差模电流的辐射干扰随着闭合回路的面积增加而增强,并呈线性变化,频率的增高也使差模电流的辐射能量更集中于接地平面的上方。更为重要的是,相同面积的闭合回路,回路的形状越来越狭长,差模电流引起的辐射干扰就越来越小。同时,差模电流的辐射干扰在各个极化方向上有不同的分布。这些差模电流的辐射特性可以作为进行开关电源印制线路板设计和机箱内部的电磁兼容性设计的依据。参考文献2白同云,吕晓德.电磁兼容设计.北京:北京邮电大学出版社,2001.3.4AnsoftHFSSVersion8.0Training.AnsoftCorporati-on,2001.作者简介陈常杰(1981—,男,研究方向是电磁兼容。(下转第60页20t/h煤锅炉自控系统设计4结论这种分散型控制系统在目前技术水平下,是20t/h燃煤锅炉最为合理先进和可靠的自控系统方案。该方案充分实现了危险分散、管理操作集中的现代控制理论,在我国工业锅炉控制领域,具有较好的推广、应用价值。零陵卷烟厂的煤锅炉采用该自控系统投运半年多来,系统稳定可靠,极大地减轻了工人的劳动强度。参考文献品,1996,21(7:13~15.2张连春,锅炉微机自控系统硬件设计.丹东师专学报,1997,18(3:24~27.能源技术.1999,23(2:18~19.作者简介康香英(1975—,女,电气助理工程师,从事电气设备管理工作。TheAutocontrolSystemDesignof20t/hCoalBoilerKangXiangyingSunShanqin(TheBearing-FireMaterialFactoryoftheXiangtanSteelCompany,HunanXiangtan411102,ChinaAbstractThecurrentconditionofthecoalboilercontrolsysteminChinaisanalyzed.TheauthorproposescontrollingthecoalboilerbyadoptingHoneywellCompany’snewintelligentapparatus—UDC63000andgivesadetaileddescriptionoftheschemeforadoptingthismethodaswellasananalysisofthefeaturesandadvantagesofthiscontrolsystem.Keywordsboiler,processcontrol,UDC6300.(上接第53页SpeedingupLine-brushAlgorithmDangZhonghuaTianYumin(ResearchInst.ofComputerPeripherals,XidianUniv,Xi’an710071,ChinaAbstractThispaperproposesaspeeding-upline-brushalgorithm,whichisbasedontheconventionalBresenhamalgorithmanddrawsontheconceptionsoftheauto-adaptivestepstraight-linealgorithm,withthepropertythatwidelineswillberenderedstraightforwardbytheplotterwithay-monotone.Analysisandevaluationresultsshowthatthenewalgorithmismoreaccurateandfaster.Keywordswideline,linebrush,y-monotone,bresenham,auto-adaptivestep.(上接第56页SimulationandAnalysisonRadiatedEmissionInterferenceofDifferentialModeCurrentinSMPSChenChangjieLuHongminLiXiaohui(SchoolofElectronicEngineering,XidianUniversity,Xi’an710071AbstractRadiatedemissioninterferencecausedbydifferentialmodecurrentinSMPSissimulatedbyusingthenumericalmethodintheelectromagneticfield,anditsresultisanalyzed,fromwhicharederivedthebasiccharacteristicofradiatedemissioncausedbydifferentialmodecurrentandtheeffectofthevariationofclosedprintedcircuitloopontheemission.Keywordsdifferentialmodecurrent,radiatedemissioninterference,numericalsimulation.开关电源电磁干扰分析及抑制[日期：2005-11-15]来源：电源技术应用

王凡王志强[字体：大中小]

摘要：开关电源由于本身工作特性使得电磁干扰问题相当突出。从开关电源电磁干扰的模型入手论述了开关电源电磁兼容问题产生的原因及种类，并给出了常用的抑制开关电源电磁干扰的措施、滤波器设计及参数选择。

关键词：开关电源；电磁干扰；分析与抑制引言近年来，开关电源以其效率高、体积小、输出稳定性好的优点而迅速发展起来。但是，由于开关电源工作过程中的高频率、高di/dt和高dv/dt使得电磁干扰问题非常突出。国内已经以新的3C认证取代了CCIB和CCEE认证，使得对开关电源在电磁兼容方面的要求更加详细和严格。如今，如何降低甚至消除开关电源的EMI问题已经成为全球开关电源设计师以及电磁兼容（EMC）设计师非常关注的问题。本文讨论了开关电源电磁干扰形成的原因以及常用的EMI抑制方法。1开关电源的干扰源分析开关电源产生电磁干扰最根本的原因，就是其在工作过程中产生的高di/dt和高dv/dt，它们产生的浪涌电流和尖峰电压形成了干扰源。工频整流滤波使用的大电容充电放电、开关管高频工作时的电压切换、输出整流二极管的反向恢复电流都是这类干扰源。开关电源中的电压电流波形大多为接近矩形的周期波，比如开关管的驱动波形、MOSFET漏源波形等。对于矩形波，周期的倒数决定了波形的基波频率；两倍脉冲边缘上升时间或下降时间的倒数决定了这些边缘引起的频率分量的频率值，典型的值在MHz范围，而它的谐波频率就更高了。这些高频信号都对开关电源基本信号，尤其是控制电路的信号造成干扰。

开关电源的电磁噪声从噪声源来说可以分为两大类。一类是外部噪声，例如，通过电网传输过来的共模和差模噪声、外部电磁辐射对开关电源控制电路的干扰等。另一类是开关电源自身产生的电磁噪声，如开关管和整流管的电流尖峰产生的谐波及电磁辐射干扰。如图1所示，电网中含有的共模和差模噪声对开关电源产生干扰，开关电源在受到电磁干扰的同时也对电网其他设备以及负载产生电磁干扰（如图中的返回噪声、输出噪声和辐射干扰）。进行开关电源EMI/EMC设计时一方面要防止开关电源对电网和附近的电子设备产生干扰，另一方面要加强开关电源本身对电磁骚扰环境的适应能力。下面具体分析开关电源噪声产生的原因和途径。1.1电源线引入的电磁噪声电源线噪声是电网中各种用电设备产生的电磁骚扰沿着电源线传播所造成的。电源线噪声分为两大类：共模干扰、差模干扰。共模干扰（Common-modeInterference）定义为任何载流导体与参考地之间的不希望有的电位差；差模干扰（Differential-modeInterference）定义为任何两个载流导体之间的不希望有的电位差。两种干扰的等效电路如图2[1]所示。图中CP1为变压器初、次级之间的分布电容，CP2为开关电源与散热器之间的分布电容（即开关管集电极与地之间的分布电容）。如图2（a）所示，开关管V1由导通变为截止状态时，其集电极电压突升为高电压，这个电压会引起共模电流Icm2向CP2充电和共模电流Icm1向CP1充电，分布电容的充电频率即开关电源的工作频率。则线路中共模电流总大小为（Icm1＋Icm2）。如图2（b）所示，当V1导通时，差模电流Idm和信号电流IL沿着导线、变压器初级、开关管组成的回路流通。由等效模型可知，共模干扰电流不通过地线，而通过输入电源线传输。而差模干扰电流通过地线和输入电源线回路传输。所以，我们设置电源线滤波器时要考虑到差模干扰和共模干扰的区别，在其传输途径上使用差模或共模滤波元件抑制它们的干扰，以达到最好的滤波效果。

图2

1.2输入电流畸变造成的噪声开关电源的输入普遍采用桥式整流、电容滤波型整流电源。如图3所示，在没有PFC功能的输入级，由于整流二极管的非线性和滤波电容的储能作用，使得二极管的导通角变小，输入电流i成为一个时间很短、峰值很高的周期性尖峰电流。这种畸变的电流实质上除了包含基波分量以外还含有丰富的高次谐波分量。这些高次谐波分量注入电网，引起严重的谐波污染，对电网上其他的电器造成干扰。为了控制开关电源对电网的污染以及实现高功率因数，PFC电路是不可或缺的部分。1.3开关管及变压器产生的干扰主开关管是开关电源的核心器件，同时也是干扰源。其工作频率直接与电磁干扰的强度相关。随着开关管的工作频率升高，开关管电压、电流的切换速度加快，其传导干扰和辐射干扰也随之增加。此外，主开关管上反并联的钳位二极管的反向恢复特性不好，或者电压尖峰吸收电路的参数选择不当也会造成电磁干扰。开关电源工作过程中，由初级滤波大电容、高频变压器初级线圈和开关管构成了一个高频电流环路。该环路会产生较大的辐射噪声。开关回路中开关管的负载是高频变压器初级线圈，它是一个感性的负载，所以，开关管通断时在高频变压器的初级两端会出现尖峰噪声。轻者造成干扰，重者击穿开关管。主变压器绕组之间的分布电容和漏感也是引起电磁干扰的重要因素。1.4输出整流二极管产生的干扰理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声。

1.5分布及寄生参数引起的开关电源噪声开关电源的分布参数是多数干扰的内在因素，开关电源和散热器之间的分布电容、变压器初次级之间的分布电容、原副边的漏感都是噪声源。共模干扰就是通过变压器初、次级之间的分布电容以及开关电源与散热器之间的分布电容传输的。其中变压器绕组的分布电容与高频变压器绕组结构、制造工艺有关。可以通过改进绕制工艺和结构、增加绕组之间的绝缘、采用法拉第屏蔽等方法来减小绕组间的分布电容。而开关电源与散热器之间的分布电容与开关管的结构以及开关管的安装方式有关。采用带有屏蔽的绝缘衬垫可以减小开关管与散热器之间的分布电容。如图4所示，在高频工作下的元件都有高频寄生特性[2]，对其工作状态产生影响。高频工作时导线变成了发射线、电容变成了电感、电感变成了电容、电阻变成了共振电路。观察图4中的频率特性曲线可以发现，当频率过高时各元件的频率特性产生了相当大的变化。为了保证开关电源在高频工作时的稳定性，设计开关电源时要充分考虑元件在高频工作时的特性，选择使用高频特性比较好的元件。另外，在高频时，导线寄生电感的感抗显著增加，由于电感的不可控性，最终使其变成一根发射线。也就成为了开关电源中的辐射干扰源。2开关电源EMI抑制措施电磁兼容的三要素是干扰源、耦合通路和敏感体，抑制以上任何一项都可以减少电磁干扰问题。开关电源工作在高电压大电流的高频开关状态时，其引起的电磁兼容性问题是比较复杂的。但是，仍符合基本的电磁干扰模型，可以从三要素入手寻求抑制电磁干扰的方法。

2.1抑制开关电源中各类电磁干扰源为了解决输入电流波形畸变和降低电流谐波含量，开关电源需要使用功率因数校正（PFC）技术。PFC技术使得电流波形跟随电压波形，将电流波形校正成近似的正弦波。从而降低了电流谐波含量，改善了桥式整流电容滤波电路的输入特性，同时也提高了开关电源的功率因数。软开关技术是减小开关器件损耗和改善开关器件电磁兼容特性的重要方法。开关器件开通和关断时会产生浪涌电流和尖峰电压，这是开关管产生电磁干扰及开关损耗的主要原因。使用软开关技术使开关管在零电压、零电流时进行开关转换可以有效地抑制电磁干扰。使用缓冲电路吸收开关管或高频变压器初级线圈两端的尖峰电压也能有效地改善电磁兼容特性。输出整流二极管的反向恢复问题可以通过在输出整流管上串联一个饱和电感来抑制，如图5所示，饱和电感Ls与二极管串联工作。饱和电感的磁芯是用具有矩形BH曲线的磁性材料制成的。同磁放大器使用的材料一样，这种磁芯做的电感有很高的磁导率，该种磁芯在BH曲线上拥有一段接近垂直的线性区并很容易进入饱和。实际使用中，在输出整流二极管导通时，使饱和电感工作在饱和状态下，相当于一段导线；当二极管关断反向恢复时，使饱和电感工作在电感特性状态下，阻碍了反向恢复电流的大幅度变化，从而抑制了它对外部的干扰。

图5

2.2切断电磁干扰传输途径--共模、差模电源线滤波器设计电源线干扰可以使用电源线滤波器滤除，开关电源EMI滤波器基本电路如图6所示。一个合理有效的开关电源EMI滤波器应该对电源线上差模干扰和共模干扰都有较强的抑制作用。在图6中CX1和CX2叫做差模电容，L1叫做共模电感，CY1和CY2叫做共模电容。差模滤波元件和共模滤波元件分别对差模和共模干扰有较强的衰减作用。共模电感L1是在同一个磁环上由绕向相反、匝数相同的两个绕组构成。通常使用环形磁芯，漏磁小，效率高，但是绕线困难。当市网工频电流在两个绕组中流过时为一进一出，产生的磁场恰好抵消，使得共模电感对市网工频电流不起任何阻碍作用，可以无损耗地传输。如果市网中含有共模噪声电流通过共模电感，这种共模噪声电流是同方向的，流经两个绕组时，产生的磁场同相叠加，使得共模电感对干扰电流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制共模干扰的作用。L1的电感量与EMI滤波器的额定电流I有关，具体关系参见表1所列。表1电感量范围与额定电流的关系额定电流I/A电感量L/mH18～2332～460.4～0.8100.2～0.3120.1～0.15150.0～0.08实际使用中共模电感两个电感绕组由于绕制工艺的问题会存在电感差值，不过这种差值正好被利用作差模电感。所以，一般电路中不必再设置独立的差模电感了。共模电感的差值电感与电容CX1及CX2构成了一个∏型滤波器。这种滤波器对差模干扰有较好的衰减。除了共模电感以外，图6中的电容CY1及CY2也是用来滤除共模干扰的。共模滤波的衰减在低频时主要由电感器起作用，而在高频时大部分由电容CY1及CY2起作用。电容CY的选择要根据实际情况来定，由于电容CY接于电源线和地线之间，承受的电压比较高，所以，需要有高耐压、低漏电流特性。计算电容CY漏电流的公式是ID=2πfCYVcY式中：ID为漏电流；f为电网频率。一般装设在可移动设备上的滤波器，其交流漏电流应<1mA；若为装设在固定位置且接地的设备上的电源滤波器，其交流漏电流应<3.5mA，医疗器材规定的漏电流更小。由于考虑到漏电流的安全规范，电容CY的大小受到了限制，一般为2.2～33nF。电容类型一般为瓷片电容，使用中应注意在高频工作时电容器CY与引线电感的谐振效应。差模干扰抑制器通常使用低通滤波元件构成，最简单的就是一只滤波电容接在两根电源线之间而形成的输入滤波电路（如图6中电容CX1），只要电容选择适当，就能对高频干扰起到抑制作用。该电容对高频干扰阻抗甚底，故两根电源线之间的高频干扰可以通过它，它对工频信号的阻抗很高，故对工频信号的传输毫无影响。该电容的选择主要考虑耐压值，只要满足功率线路的耐压等级，并能承受可预料的电压冲击即可。为了避免放电电流引起的冲击危害，CX电容容量不宜过大，一般在0.01～0.1μF之间。电容类型为陶瓷电容或聚酯薄膜电容。

2.3使用屏蔽降低电磁敏感设备的敏感性抑制辐射噪声的有效方法就是屏蔽。可以用导电性能良好的材料对电场进行屏蔽，用磁导率高的材料对磁场进行屏蔽。为了防止变压器的磁场泄露，使变压器初次级耦合良好，可以利用闭合磁环形成磁屏蔽，如罐型磁芯的漏磁通就明显比E型的小很多。开关电源的连接线，电源线都应该使用具有屏蔽层的导线，尽量防止外部干扰耦合到电路中。或者使用磁珠、磁环等EMC元件，滤除电源及信号线的高频干扰，但是，要注意信号频率不能受到EMC元件的干扰，也就是信号频率要在滤波器的通带之内。整个开关电源的外壳也需要有良好的屏蔽特性，接缝处要符合EMC规定的屏蔽要求。通过上述措施保证开关电源既不受外部电磁环境的干扰也不会对外部电子设备产生干扰。3结语如今在开关电源体积越来越小，功率密度越来越大的趋势下。EMI/EMC问题成为了开关电源稳定性的一个关键因素，也是一个最容易忽视的方面。开关电源的EMI抑制技术在开关电源设计中占有很重要的位置。实践证明，EMI问题越早考虑、越早解决，费用越小、效果越好。第２５卷第５期２００５年３月中国电机工程学报ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｍｅＣＳＥＥＶ｝０１．２５Ｎｏ．５Ｍａｒ．２００５＠２００５Ｃｌｌｉｎ．Ｓｏｃ．ｆｏｒＥｌｅｃ．Ｅｎｇ文章编号：０２５８—８０１３（２００５）０５．００４９一０６中图分类号：ＴＭ４６１；ＴＮ０３文献标识码：Ａ学科分类号：４７０・４０开关电源变换器传导干扰分析及建模方法孟进，马伟明，张磊，赵治华（海军工程大学电力电子技术研究所，湖北省武汉市４３００３３）ＭＥＴＨｏＤＦｏＲＡＮＡＬＹＳＩＳＡＮＤＭｏＤＥＬＩＮＧｏＦＣｏＮＤＵＣＴＥＤＥＭＩＩＮＳＷＩＴＣＨ矾ＧＰＯＷＥＲＣｏＮＶＥＲＴＥＲｓＭＥＮＧＪｉｎ，ＭＡＷｅｉ—ＩＩｌｉｎｇ，ＺＨＡＮＧＬｅｉ，ＺＨＡＯＺｈｉ—ｈｕａ（ＲｅｓｅａｒｃｈＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＰｏｗｅｒＥｌｅｃ缸ＤｎｉｃＴｅｃｌｌＩｌｏｌｏｇｙ，ＮａＶｙＵｎｉＶｅｒｓｉｔｙｏｆＥｎｇｉｎｅ耐ｎｇ，Ｗｕｈａｎ４３００３３，ＨｕｂｅｉＰｒｏｖｉｎｃｅ．Ｃ１１ｉｎａ）ＡＢＳＴＲＡＣＴ．ＥｌｅｃⅡｏｍａｇｎｅｔｉｃｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ（ＥＭＩ）ｐｒｏｂｌｅｍｓａｒｅｕｓｕａｌｌｙｃｏｍｐｌｉｃａｔｅｄｂｙｍｅｐｒｅｓｅｎｃｅｏｆｍｏｄｅｌｉｎｇｏｆｎｏｉｓＦｓｏｕｒｃｅａＩｌｄｎｏｉｓｅｃｏｕｐｌｉｎｇｐａｍｓ．１１１ｅｅ骶ｃｔｉＶｅＥＭＩｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎｏｆｔｅｎｒｅｌｉｅｓｏｎｔｌｌｅｅｎｇｉｎｅｅｒｓ’ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｏｒｅｘｔｅｎｓｉＶｅｎｕｍ嘶ｃａｌｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅｌｓ．Ｔｈｉｓｐ叩ｅｒｐｒｏｐｏｓｅｓａＩｌａＩｌａｌｙｓｉｓ柚ｄｍｏｄｅｌｉｎｇａｐｐｍａｃｈｆ；０ｒｄｅｓｃ曲ｉｎｇｔ｝ｌｅｃｏｎｄｕｃｔｅｄＥＭＩｉｎｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｃｏｎＶｅｒｔｅｒ．Ｔｈｅｍｅｃｈａｎｉｓｍｓ锄ｄｃＯｕｐｌｉｎｇｐａ山ｓａｓｓｏｃｉａｔｅｄｗｉｍｔｈｒｅｅｄｏＩＩｌｉｎａＩｌｔｍｏｄｅｓｏｆＥＭＩｎｏｉｓｅａｒｅａｌｌａｌｙｚｅｄａＩｌｄｉｎｖｅｓｔｉｇａ乱ｅｄｂａｓ。ｄｏｎｔｉｍｅｄｏｍａｉｎｍｅａｓｕｒｅｄｗａｖｅｆ６ｍｓ．Ａｎｏｉｓｅｍｏｄｅｌｗｈｉｃｈｉｎｃｌｕｄｅｓｍｅｎｌｅａｓｕｒｅｄａｎｄｃａｌｃｕｌａｔｅｄｃｏｍｐｏｎｅｎｔｖａｌｕｅｓｉｓ西ｖｅｎｔｏｅｖａｌｕａ工ｅｍｅＥＭＩｌｅｖｅｌｆｏｒｅａｃｈｍｏｄｅｏｆｎｏｉｓｅ．ＣｏｍｐａｒｉｓｏｎｗｉｍｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓａＩｌｄｐｒｅｄｉｃｔｅｄＥＭＩｖｅｄｆｙｍｅｐｍｐｏｓｅｄｍｅｍｏｄ．ＫＥＹＷｏＲＤＳ：Ｐｏｗｅｒｅｌｅｃｔｍｎｉｃｓ；Ｅ１ｅｃ廿ｏｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｍｐａｔｉ—ｂｉｌｉｔｙ；ＣｏｎｄｕｃｔｅｄＥＭＩ；Ｃｏｕｐｌｉｎｇｐａｍｓ；ＳｗｉｎｍｉｎｇｐｏｗｅｒＣＯｎｖｅ懈摘要：电磁干扰的复杂性在于缺乏干扰源和干扰耦合通道的精确描述，实施干扰预测常常依赖于设计者的经验或庞大的数值仿真模型。该文针对应用广泛的开关电源变换器提出一种传导干扰分析和建模预测方法。基于时域测量波形诊断干扰与开关动作的本质作用关系，对３种主导干扰模式的产生机理和耦合通道分别进行了分析和研究。根据不同模式干扰的传播通道等效出相应的电路模型，并给出了模型参数的测量及计算方法。实验测试结果证实了该文方法的正确性。关键词：电力电子；电磁兼容；传导干扰；耦合通道；开关电源变换器１引言开关电源变换器广泛地应用于各种电力电子基金项目：高等学校优秀青年教师教学科研奖励计划项目（教人司［２００ｌ】１８２号）。系统中。准确地预测开关电源变换器产生的电磁干扰（ＥＭＩ）对于解决系统级的电磁兼容（ＥＭＣ）问题有较强的实际意义【ｌ】。在ＥＭＩ预测应用中最基本的预测模式是“干扰源＋干扰耦合通道＝预测干扰”。以往的研究工作主要侧重于对开关电源变换器开关特性的描述和电路分布参数的抽取上，尽可能的用电路或数学模型来描述ＥＭＩ机理，采取全时域仿真或频域计算的方法得到ＥＭＩ电压和电流及频谱【２’７】。由于考虑的参数多，往往需要庞大的计算量而费时费力。另外，基于实验测量获取等效干扰源和阻抗的方法可以较快地对ＥＭＩ实施定量分析【８。１０１。但是由于采用了近似等效的测试方法而忽略了干扰机理的分析，抓不住干扰的主要耦合通道势必会带来一定的误差。针对以上所述，本文提出了一种相对简单且精确的ＥＭｌ分析和建模方法。主导思想是根据输入级整流桥的工作状态将干扰分为３种主导模式，结合大量的实验分析每一种模式下干扰与开关动作的本质作用关系，确定主要的干扰源和主要的耦合通道，求出干扰等效电路，实现干扰的可描述。２干扰机理分析及主要耦合通道２．１概述本文的研究对象拓扑如图１所示的半桥式开关电源变换器。考虑到目前大量应用的开关电源都是采取ＡＣ／ＤＣ—ＤＣ／ＤＣ级联的形式，因此这样的拓扑结构具有一定的代表性。在图１中用标准的ＬＩＳＮ来测量接收噪声干扰电压，ＵＳＮ主要由电感、电容和两个５０Ｑ的电阻万方数据５０，、中国电机工程学报第２５卷组成。在传导干扰频率上（１５０ｋＨｚ～３０ＭＨｚ），两个５０出的电感表现为高阻抗，而两个０．１肛的电容表现为低阻抗，耦合在两个５０Ｑ电阻上的电压Ｕ和Ｕ为传导ＥＭＩ电压。按照一般的定义，差模（ＤＭ）噪声为两个５０Ｑ电阻上电压差的１／２，共模（ＣＭ）噪声为两个５０Ｑ电阻上平均电压，有％Ｍ＝（Ｅ—Ｋ）／２，（１）％Ｍ＝（Ｅ＋Ｋ），２（２）２２０Ｖ５０ＨｚＫＥ图１半桥式开关整流器传导ＥＭＩ测量布置ｎｇ．１ＣｏｎｄｕｃｔｅｄＥＭＩｔｅｓｔｓｅｔｕｐ‘ｆｏｒａｈａ睢ｂｒｉｄｇｅｓ、ⅣｉｔＩ！ｈ．ｍｇｐｏｗｅｒｃ帆Ⅳｅｒｔｅｒ利用高精度多通道示波器ＴＤＳ５０５４测得变换器在稳态时的电压电流波形如图２所示，分别是差模电压、共模电压、线电压和线电流。图２中的线电流波形显示，输入级的二极管整流桥只在两个较小（分别约为２ｍｓ，共相当于整流周期的ｌ／５）的时间段导通。这是由于整流桥直流侧电容Ｃ３和ｃ４在稳态工作时的嵌位作用：当线电压幅值高于电容的嵌位电压时，整流桥导通，反之则关断。从图２中可以看到，测得ＤＭ电压的幅度随着整流桥工作状态的不同有所变化，即在整流桥导通时干扰小，在关断时反而大【１卜１３］。ＣＭ电压和整流桥的工作状态无关。以前的研究【４－６】却认为，不考虑由换相过程引起的干扰时，二极管整流桥导通时，变换器在网侧引起的ＤＭ于扰大。事实上，在文献ｆ４—６】中的结论只是在没有ＣＭ发射时才成立，但是这个条件往往很难满足。下面将基于测量结果对图２中的现象逐一进行解释。图２ＤＭ，ＣＭ电压和线电压／电流波形Ｆｉｇ．２Ｍｅ嬲ｕｒｅｄｗａｖｅｆｂ珊ｓ２．２简化整流器主电路在稳态工作时，两个电解电容Ｃ３和Ｃ４将整流桥直流侧输出嵌位在一个稳定的电压上。因此，在稳态时ｃ３和ｃ４可等效为两个带有内阻抗的直流电压源Ⅵ和耽。由于Ｃ３＝ｃ４，故Ⅵ＝％。以下的分析选取ＥＭＩ地电位为参照电位。如图３中Ｓ１和Ｓ２均处于关断时，有忙％＝０，忙Ⅵ，Ｖ一班，玖＝眦，情ｙ以。Ｃ—划Ｄｔ２ｆｊ．４口一一上．：１一ｉ百》ｌ２哂％Ｔ８２、１亿『图３简化的整流器稳态模型Ｆｉｇ．３Ｓｉｍｐｎｎｅｄｓｔａｂｌｅｓｔａｔｅｍｏｄｄｏｆｃｏｎｖｅｒｔｅｒ２．３混合（ＭＭ）干扰模式由图２所示，以线电压的正半周为例。在曲和ｃｄ间隔，由于‰＜Ⅵ＋魄，故¨＜％，咏％，二极管Ｄ１和Ｄ３反向偏置，整流桥处于关断状态。在开关Ｓ】开通的瞬间，％＝诈＝ｏ，Ｃ点的电位被瞬间下拉到Ｏ电位。由于Ｕ＞％，Ｄ１正向偏置而导通，同时咏％，Ｄ３反向偏置。干扰电流通过尺１、ｃ１、Ｄ１、ｓ１和Ｃｐ构成回路，如图４（ａ）中的粗线所示。在开关Ｓ２开通的瞬间，忙％卸，Ｅ点的电位被瞬间上拉到０电位。由于协％，Ｄ３正向偏置导通，同时坛＜％，Ｄ１反向偏置。干扰电流通过ｃＤ、Ｓ２、Ｄ３、Ｃ２和飓构成回路，如图４（ｂ）所示。在图４（ｃ）给出的测量结果中证明了以上分析是正确的。Ｋｌ为Ｓ１两端的电压。由Ｓｌ开通引起的高ｄｖ／ｄｆ的电压跃变产生了反向（Ｕ为负）流经尺】的干扰电流，此时Ｒ２上无干扰电流，Ｋ＝０。则％Ｍ一眦，％Ｍ＝一Ｗ２。由ｓ２开通引起的高ｄ伽ｆ的电压跃变产生了正向（Ｋ为正）流经尺２的干扰电流，此时Ｒ１上无干扰电流，比＝ｏ。此时，ＤＭ电压为％Ｍ—Ｗ２，ＣＭ电压为％Ｍ＝Ｗ２。由于这种模式同时产生ＤＭ和ｃＭ噪声，且二者的幅值完全相等，故称其为混合模式（ＭＭ）干扰［１２。３１。２．４本质差模（ＩＤＭ）干扰模式由于实际测试中得到的ＤＭ电压不可避免有ＭＭ干扰，为了表示区别，这里称整流桥导通时的万方数据第５期孟进等：开关电源变换器传导干扰分析及建模方法５１Ｃ（ｂ）’。二．一１．｛码’１：Ｋ：．：。１１。。．。≯１ｋＩｒ㈠烈㈡√歹ｊ蔗Ｌ！．∽ｆ％ｌ／０｝、／‘：ｉＳ１ｏｎ：１０心格（ｃ）图４ＭＭ干扰电压方向与开关动作的关系ｎｇ．４ＲｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐｂｅｔｗｅｅｎＭＭｎｏｉｓｅ肌ｄｓｗｉｔｃｌｌｉｌｌｇｏｐｅｍ６０ｎ纯差模为本质差模（ＩＤＭ）。在图２中沈间隔，由于‰＞Ⅵ＋耽，故ｎ＞％，惨％，二极管Ｄ１和Ｄ３正向偏置，整流桥处于导通状态。在开关Ｓ，开通的瞬间，开关动作在负载变压器初级线圈上产生一个高ｄ溯ｆ的电流，通过直流侧电容Ｃ３和ｃ４，经Ｒ１、Ｃｌ、Ｄ１、Ｃ３、Ｃ４、Ｄ３、Ｃ２和Ｒ２构成回路。如图５（ａ）所示。在开关Ｓ２开通的瞬间，开关动作产生高ｄ抛ｆ的开关电流，经尺，、Ｃｌ、Ｄ１、Ｃ３、ａ、Ｄ３、ｃ２和尺２构成回路。如图５（ｂ）所示。图５（ｃ）的测量结果验证了图５（ａ）、５（ｂ）中分析的正确性。２。５共模（ＣＭ）干扰模式在图２中易ｃ间隔，Ｄ】和Ｄ３正向偏置，整流桥处于导通状态。在开关Ｓ１开通的瞬间，％：％：Ｏ，Ｃ点的电位被瞬间下拉到Ｏ电位。ＣＭ干扰电流分别通过Ｒ１、Ｃｌ、Ｄ１、Ｓ１、ｃＤ和尺２、Ｃ２、Ｄ３、ｃ４、Ｇ、Ｓｌ、Ｃ口构成回路，如图６（ａ）所示。在开关＆开通的瞬间，Ｖ扫咋＝ｏ，Ｅ点的电位被瞬间上拉到０电位。ｃＭ干扰电流分别通过ｑ、ｓ２、Ｄ３、ｃ２、尺２和ｃｐ、ｓ２、Ｑ、Ｃ３、Ｄ１、ｃｌ、Ｒ１构成回路，如图６（ｂ）。ｖ卟搴苫警墨（ｂ）』ｙⅡ）Ｍ：．：Ⅱ下ｌ＿．卜’。Ｉ．’ｊ、ｎ．｜．Ａ．．：川：！川…＿帮’弋－’Ｅ。矗ｉ／Ｎ厅豁ＵＳ１．．．１１０ｕｓ，格（ｃ）图５ｍＭ干扰电压方向与开关的关系ｎｇ．５ＲｅＩａ６０煅ｈｉｐｂｅｔｗｅｅｎｍＭｎｏｉｓｅａｎｄｓｗｉｔｃｌｌｉｎｇｏｐｅｒａｔｉｏｎＣ肌凄三蜒≥８（ｂ）・＿：ｊＩ：－卜‘～一＾—｜丫冀ｏ．：强，烈１．ＩＩ：．ｎｆｋ：）陡：）｜∥≮≯弋－／＿∽－８．｝Ｓ２０Ｓｔｏ“１０岫，格（ｃ）图６ＣＭ干扰电压方向与开关动作的关系‘Ｆ喀６戤妇伽璐临ｐ’ｂｅｔ嗍ＣＭ邶盍∞ａｎｄｓｗｉｔｃｈｉＩｌｇ叩盯甜蚰万方数据５２中国电机工程学报第２５卷图６（ｃ）的测量结果证实了以上分析。由于Ｇ和Ｃ４的阻抗相对于ｃＤ很小，可以忽略，因此在图６（ａ）和图６（ｂ）中同时流经尺１和尺２的ＣＭ电流大小基本相等，忙Ｋ。故在Ｓ１开通时，有％Ｍ—Ｗ２一眦，在Ｓ２开通时，有ＫＭ＝Ｖ√２＝ｙ以。我们发现，ＣＭ干扰与前面ＭＭ干扰模式分析的结果是一致的。这就说明了图２中ＣＭ干扰电压的幅值为什么没有随整流桥的工作状态变化。‰（动＝罴（３）‰Ｍ（动＝意％（４）‰（砌＝罴（５）锄囵：囝（ｃ）Ｕｖｌ图７干扰集总等效电路模型Ｆｉｇ．７Ｌ咖ｐｅｄｃｉｒｃｌｌｉｔｍｏｄｅｌｓｆｏｒＥＭＩｎｏｉｓｅｓ下面给出每一种干扰模式等效电路模型参数的抽取方法。由于ＭＭ干扰在本质上属于ＣＤ上产生单相ＣＭ电流耦合，所以ＭＭ和ＣＭ在机理上是一样的，区别只是在于二者干扰传播通道的阻抗值不同。用ｚ１和Ｚ３分别表示ＭＭ和ＣＭ干扰传播通道的阻抗。采用测量的方法获得Ｚ１和Ｚ３的数值：静态下将Ｄ１和Ｓ１短路，用阻抗分析仪Ａｇｉｌｅｎｔ４２９４Ａ直接测量Ａ与整流器地之间的阻抗值即为Ｚ１，如图８（ａ）。静态下将Ｄ１、Ｄ３和Ｓ１短路，用阻抗分析仪直接测量ＡＢ（Ａ和Ｂ短路）与整流器地之间的阻抗值即为ｚ３，如图８（ｂ）。电压源Ⅵ和耽是相同的（在以后的结果中将被证实），代表开关动作在ＣＤ上引起的高ｄｖ／ｄｆ的变化电压。Ⅵ和％同样可以测量得到：工作时断开ＬＩＳＮ到整流器的联接地线，用差分电压探头Ｔｅｋ仃ｏＩｌｉｘＰ５２０５测量Ｆ到ＬＩＳＮ中点之间的电压。ｚ２表示ｍＭ干扰传播通道等效阻抗，耽表示ＩＤＭ等效电压源，％爿幽．Ｃｌ，‰为高ｄ抛ｆ的负载电流。在静态下将Ｄ１、Ｄ３和ｓ１短路，用阻抗分析仪直接测量Ａ曰之间的阻抗值可得忍的阻抗，如图８（ｃ）。在稳态工作时用电流探头Ｔｅｋ仃ｏＩｌｉｘＴＣＰ３０３测量输出变压器初级绕组的电流即得厶咖。２龇ｏ／：搭（ｂ）忍、．冀、～．乎１ｊ０・ｕｌＯ・ｌ１ｌＯｍⅡｌｚ（ｃ）Ｚ３图８干扰源阻抗幅频和相频曲线ｎｇ．８Ｍｅ鼬删ｎｏｉｓｅｓｏｕｒｃｅｉｍｐｅｄａｎｃ鹤由式（３～５）可变换得Ｋ（国）＝（１＋Ｚｌ（国）／５０）‰Ｍ（缈）（６）屹（动＝（２＋ｚ２（∽／５０）‰Ｍ（７）Ｋ（动＝（１＋Ｚ３（动／２５）‰（砌（８）利用式（６～８）可对干扰模型进行验证。在ＬＩｓＮ上直接测得干扰电压ｙｈＭ、ｙ击Ｍ和ＫＭ，由式（６～８）可求得干扰电压源Ｈ，耽和ｂ。图９为测量和计算电压源频谱的比较，二者吻合得很好，说明图７的模型是准确的。通常情况下，用ｘ电容抑制ＤＭ干扰，用共模电感抑制ＣＭ干扰。滤波设置如图１０，相应的等效万方数据第５期孟进等：开关电源变换器传导干扰分析及建模方法５３图９测量和计算干扰电压源频谱Ｆｉ昏９Ｍ翰ｓｕｒｅｄａｎｄｃａｌｃＩｌｌａｔｅｄｓｐｅｃｔ腿ｏｆＥＭＩｓｏｕｒｏｅｓＣＤ，√、』＃Ａ、１量｝士士磊．＾ｋＤ４。ｌ＿Ｄ，ＺＩＺ辩ｒ—ＧＤ４２ｌ√图１０ｘ电容和ＣＭ电感的设置Ｆｉｇ．１０ＳｅｔｕｐｏｆＸ∞ｐａｃｉｔｏｒ柚ｄＣＭｉｎｄｕｃｔ粕∞电路如图１１。由图１ｌ可得‰㈣＝丽丽哿器蒜∽‰ｃ妒丽高黑‰㈣，‰岫（妫＝丽器（１１）根据表１给出的尺、Ｌ、ｃ参数值，代入式（９～１１）算得ＭＭ、ＤＭ和ＣＭ干扰在滤波后的频谱，结果如图１２所示，由本文方法计算结果和实验涮量结窜：图图１１有滤波器的干扰等效电路电路模型Ｆｉｇ．１１Ｌ啪ｐｅｄｄｒｃｕｉｔ瑚岫ｄｄｓｗｉｔｈＥⅣⅡ矗ｎｅｒｓ果吻合得相当好。而ＭＭ和ＤＭ在３—４ＭＨｚ频段以及ＣＭ在２０ＭＨｚ以上出现的误差主要是由于测量仪器最低电平的限制引起的。表１阻抗等效电路参数值Ｔｈｂ．１Ｍｅａｓｕｒｌ｛ｅｄｖａｌ埘酷ｏｆｉｍｐｅｄ粕ａ瞎础Ｑｔ』心｛Ｃｆ心ｚ１１５．５２５６９６１．４０３０．１２０５９ｌ易５．１３０１６８ｌＯ．５７３９３７５８．１乙１３．０９２６０６．８８Ｏ．１”７６３ＧＯ．０１９６５３４６１．３７６５１２０ｔ０１７ｚＬｃＭ５０６８３．１７８８５．０４０．００６６９４０３（ａ）ＭＭ（ｂ）ｍＭ（ｃ）ＣＭ图１２干扰的测量和预测频谱Ｆｉｇ．１２．Ｍｅ舔ｕｒｅｄ粕ｄｐｒｅｄｉｃｔｅｄｓｐｅｃｔｍｏｆＥｍ４结论本文介绍的方法可以准确把握开关电源变换器的干扰机理及耦合传播通道，进而建立简单的电路模型来精确地描述开关电源变换器的电磁干扰特性，可以用于预测滤波器的抑制效果，从而可有效地指导滤波器设计工作。分析方法可以推广到其它拓扑类型的开关电路上，对ＥＭＩ建模和预测工作具有一定的指导意义。参考文献［１１马伟明．电力电子系统中的电磁兼容ｆＭ】．武汉水利电力大学出版万方数据中国电机工程学报社，１９９９．【２］Ｈｅ第２５卷ｏｎＪｕｎｐｉｎｇ，Ｊｉ柚ｇＪｉａＩｌｇｕｏ．ＲｅｓｅａｒｃｈｐｏｗｅｒｃｏｎｄｕｃｔｅｄＥＭＩｏｆ柚。昏ｌｉｎｅｏｆｔｈｃｃｓＥＥ，盈ａＩＩｇＷ．Ｃｏｎ血ｃｔｅｄＥＭ【ａｎａｌｙｓｉｓｏｆａｂ００ｓｔＰＦＣｃｉｒｃｕｉｔ【Ｃ】．ＩｎＰｒｏｃ．ⅢＥＥＡｐｐｌｉｅｄＰｏｗｅｒＰ、＾仆厦ｓｗ沁ｈｅｄｍｏｄｅ２００３，２３（６）：９１—９５．ｓｕｐｐｌｙ［Ｊ１．Ｐｍｃ髓ｍｎｇｓＥｌｅｃ臼∞ｎ．Ｃｏｎｆ．，Ａｔｌ锄ｔａ，Ｇｅｏｒｇｉａ，ＵＳＡ，１９９７．ｏｆ［３】ｚｈｕＨｕｉｂｉｎ．Ｍ０ｄｅｌｉｎｇ－ｂ硒ｅｄｅｘ甜Ｉｌｉｎａｔｉｏｎｈａｒｄ—ａ１１ｄｃｏｎｄｕｃｔ甜Ｅ￣Ⅱｅ血ｓｓｉｏｎｓ［１０］陈斌，姜建国，孙旭东．ＰｗＭ逆变器一感应电机驱动系统中接地电流ＥＭ【问题的分析［Ｊ］．中国电机工程学报，２００３，２３（２）：５８—６２．Ｃｈ∞Ｂｉｎ，ＪｉｎａｇＪｉ锄ｇｕｏ，ＳｌｌＩｌＸｕｄｏｎｇ．Ａｎａｌｙｓｉｓｏｆ劬ｍｓｏｆｔ－ｓｗ沁ｈｉｎｇＰＷＭｉｎｖｅｒ眦ｓ［Ｊ］．ⅢＥＥＴｒａｎｓ．１１１ｄ．Ａｐｐｌｉｃａｔ．，２００１，３７（５）：１３８３—１３９３．［４］ＬｉＥＭＩｄｕｅ咖ｓｙｓｔｃｍＲａｌｌ．ＣｏｎｄｕｃｔｃｄｐａＩｔ１：ｅｌｅｃ自ｒ０ＩＩｌａｇｎｅｄｃｅｍｉｓｓｉｏｎｓｉ士１ｉｎｄｕｃｄｏｎｍｏｔｏｒｄｒｉｖｅｄｏＩｎｉｎａｎｔｇｒｏｕｎｄｉＩｌｇｃｕｒｒｅｎｔｉｎａＰ１ⅣＭｉｎｖｅ巾：ｒ－ｉｎｄｕｃｔｉｏｎｍｏｔｏｒ嘶ＶｅｓｙｓｔｃｍｓｄｍｅｄｏｍａｉｎａＩｌａｌｙｓｉｓａｎｄｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｌｊｏｎｏｆ【Ｊ】．Ｐｒｏｃｅ。ｄｉｎｇｓｏｆｍｅＣＳＥＥ，２００３，２３（２）：５８—６２．ｍｏｄｅｎｏｉｓｅｃａｕｓｃｄｍｏｄｅｓ［Ｊ］．Ⅲ髓Ｔｒ缸ｓ．ＰｏｗｅｒＥｌｅｃ缸ｏｎ．，１９９８，１３（４）：７５７—７６７．［５】Ｌｉ［１１］劢锄ｇＤｏｎｇｂｉＩｌｇ．Ｎｂｎ－ｉｎ缸ｎｓｉｃｄｉ脆ｒｃｎｄａｌｇ∞ｕｎｄｂｙＲ蛆．Ｃｏｎｄｕｃｔｅｄｐａｎｅｌｃｃ廿ｏＩｎａｇＩ屺ｄｃ训ｓｓｉｏｎｓｄｏｍａｉｌｌｉｎｉｎｄｕｃｄｏｎｍｏｔｏｒ衄ｖｅｃＩ盯ｅｎｔｉｎ姐。昏ｌｉｎｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ［Ｃ］．Ｐｒｏｃ．ＰＥＳＣ’９８ｓｙｓｔｃｍｓ２：舭ｑｕｅｎｃｙｎｅｗｍｏｄｄｓ［Ｊ］．砸ＥＥＴｒａｎｓ．ＰｏｗｅｒＣｏｎｆ．，‘Ｆｕｋｕｏｋｕ，Ｊ印锄，ｏｆｆｌ：ｍｅ１９９８．ｉｔｓＥｌｃｃｎＤｎ．，１９９８，１３（４）：７６８—７７６．［６］ＣｈｒｉｓｔｏｐｈｅＣＪ．ＡｍｅｔｏｄｆｏｒＥＭＩ【１２】ＱｕＳ．Ｍｉｘｅｄ－ｍｏｄｅｎｏｉｓｅ蛆ｄｓｍｄｙｉＩＩｉｍｐｌｉｃ撕ｏｎｓｆｏｒｆｉｌｔｅｒｄｅｓｉｇｎｉｎｂｏｏｓｔｄｅｄＶｅｄＰＦＣｓｗｉ妯ｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｉｅｓ【Ｊ］．ｍＥＥＴｒ锄ｓ．ＰｏｗｅｒＥ１ｅｃ廿ｏｎ．，ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ【ｑ．Ｐｒｏｃ．ＰＥＳＣ’９９Ｃ０ｎ￡，Ｃｈａｄｅｓｔｏｎ，Ｓ０ｎｍＣａｒｏｌｍａ，ＵＳＡ，１９９１９．［１３１２００２，一１７（４）：５０２－５０７．ＭｅｎｇＪｉｎ，ＭａＷ曲ＩＩｉｎｇ．ＡｎｅｗｔｃｃｈＩｌｉｑｕｅｆｏｒｍｏｄｅｌｉｎｇ柚ｄ粕ａｌｙｓｉｓｏｆ［７］单潮龙，马伟明，王铁军．挂接三相逆变器的直流电网共模传导干扰研究［Ｊ】．中国电机工程学报，２００３，２３（４）：１３４．１３９．ＳｈａＩｌｍｉｘｅｄ＿ｍｏｄｅｃｏｎｄｕｃｔｅｄＥＭＩｎｏｉｓｅ【Ｃ】．ＩＩｌＰｒｏｃ．ＰＥＳＣ’０４Ｃｏｎｆ．，Ａａｃｈｅｎ，２００４，ＧｅｍａＩｌｙ．ｏｎＣｈａｏｌ叽ｇ，Ｍａｗｅｉ皿ｎｇ，ｗ姐ｇＤｃＴｉｃｊｕｎ．ＲｅｓｃａＩ℃ｈｃｏｍｍｏｎ—ｎｌｏｄｅｃｏｎｄｕｃｔｅｄＥ＾缸ｏｆｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｗｉ山ａ山ｒｅｅ收稿日期：２００４．０８．１６。作者简介：孟进（１９７７＋），男，博士研究生，研究方向为电力电子系统的电磁兼容；马伟明（１９６０．），男，中国工程院院士，从事独立电源系统、电力电子及电力系统电磁兼容等方面的研究。ｐｈａｓｅｉｎｖｅｎｃｒ【Ｊ］．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ［８］ＲａＩｌｏｆｍｅＣＳ髓，２００３，２３（４）：１３４—１３９．ｅｌｅｃⅡＤ—ｍａｇｎｅｄｃｅＩＩｌｉｓｓｉｏｎｓｎｅｅｄｆｏｒｉ１１Ｌ＿Ｍｅ硒ｕｒｅｍｅｎｔｏｆｃｏｎｄｕｃｔｃｄＰ、ｖＭｍｏｔｏｒ“ｖｅｓｓｙ踮哪ｓｗｉｔｌｌｏｕｔ血ｅａ１１ＵＳＮ【Ｊ］．Ⅱ狂ｍＴｒａｎｓ．Ｅｌｃｃ咖ｍａｇ．Ｃｏｍｐａｔ．，ｌ蚓９，４ｌ（１）：５０—５５．【９】和军平，姜建国．离线式ＰｗＭ开关电源传导电磁干扰的分析研究【Ｊ］．中国电机工程学报，２００３，２３（６）：９１—９５．万方数据综合资讯在线阅读原文阅读在线商城下载专区DATASHEET技术论坛商务频道嵌入式系统单片机DSPEDA/PLD接口电路存储技术显示光电电源技术传感/控制模拟技术通信网络无线通信电测仪表消费电子汽车电子所在的位置:首页→技术文章→电源技术→正文入门最佳:OK-2440-IIIS3C2440ARM9开发板(开发板+培训教程+源码+开发工具红色飓风II代-