双正激变换器软开关拓扑的分析与评价(完整版)实用资料

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双正激变换器软开关拓扑的分析与评价双正激变换器软开关拓扑的分析与评价（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）技术分类：电源技术

|2009-07-131.引言双正激变换器克服了正激变换器中开关电压应力高的缺点，每个开关管只需承受输入直流电压，不需要采用特殊的磁复位电路就可以保证变压器的可靠磁复位。它的每一个桥臂都是由一个二极管与一个开关管串联组成，不存在桥臂直通的危险，可靠性高。因此双正激变换器具有其它变换器无法比拟的优点，成为目前中大功率变换器中应用最多的拓扑之一。双正激组合变换器通过对双正激变换器进行并、串组合，可以克服其占空比只能小于0.5的缺点，提高变压器的利用率和变换器的等效占空比，适合应用于高输入和输出电压的大功率场合[1,2]。现代电源的发展方向是高频化、小型化、模块化、智能化，实现变换器的高功率密度、高效率和高可靠性。提高开关频率，减小磁性元件的体积和重量是提高变换器功率密度的有效措施。但是在硬开关状态下工作的变换器，随着开关频率的上升，一方面开关器件的开关损耗会成正比地增大，无源元件的损耗大幅度增加,效率大大降低；另一方面，过高的dv/dt和di/dt会产生严重的电磁干扰(EMI),影响变换器的可靠性。为了改善高频变换器开关的工作条件,减小开关损耗和电磁干扰,各种软开关技术应用而生，包括无源软开关技术与ZVS/ZCS谐振、准谐振、ZVS/ZCS-PWM、ZVT/ZCT-PWM等有源软开关技术。近年来国内外广大学者对双正激及其组合变换器的软开关技术进行了大量的研究。软开关拓扑大体上可分为三类，即应用无源辅助电路的无源软开关拓扑；应用有源辅助电路的有源软开关拓扑；不需辅助电路的软开关拓扑。本文系统地分析了这三类软开关拓扑，指出各种拓扑的特点和适用场合，给出简单的分析和评价，并选择了一种新型的ZVS双正激组合变换器，作为高压直流输入航空静止变流器DC/DC级拓扑，成功研制了一台4KW的双正激组合变换器，满载时效率高达95.51%。2.应用无源辅助电路的无源软开关拓扑2.1原边箝位型ZVZCS双正激变换器文献[3]提出了一种原边箝位型ZVZCS双正激变换器如图1所示。原边箝位电路由辅助电感Lr和两个箝位二极管D3、D4组成。图1原边箝位型ZVZCS双正激变换器S1和S2开通时Lr的电流从零开始线性上升，从而减小了D6关断时的di/dt和电压尖峰，S1和S2为零电流开通。S1和S2关断时负载电流对开关管的结电容充电，S1和S2为零电压关断。该拓扑的优点是：通过简单的无源箝位电路减小了副边续流二极管反向恢复引起的电压尖峰，降低了电磁干扰，实现了开关管的零电流开通和零电压关断，适合应用于高压输出的大功率场合。缺点是变换器的开关管为容性开通。2.2一种双正激电路的软关断拓扑文献[4]提出了一种双正激电路的软关断拓扑如图2所示。通过比开关结电容大得多的谐振电容C1、C2限制开关电压的上升速度，从而实现开关管的ZVS关断。由Lr、C1、C2D3、D4和D5构成的箝位电路是无损的，并能将变压器漏感所存储的能量全部返回到输入电源中。但是开关管开通时，谐振电流从开关管流过，增加了开关管的电流应力，而且开关管为硬开通，对大功率双正激电路效率的提高有较大的实用价值。图2一种双正激电路的软关断拓扑2.3无源ZVT双正激变换器图3示出了一种无源ZVT双正激变换器[5]，它通过在变压器原边增加辅助电路，实现开关管的零电压关断。其工作原理为：当两个开关管开通时，谐振电容Cr和谐振电感Lr通过开关S2及二极管D3谐振，将Cr上的电压改变极性，在开关管关断时，由于Cr比开关管的结电容大得多，因此限制了开关管电压的上升速度，从而实现零电压关断。这种变换器的优点是不需要增加有源开关器件，因此电路简单。但是由于在开关开通时，谐振电流要从下管S2流通，因此增加了下管的电流应力，而且开关管为硬开通,开通损耗较大。图3无源ZVT双正激变换器2.4无损缓冲ZVZCS双正激变换器文献[6]提出了一种无损缓冲ZVZCS双正激电路如图4所示。通过辅助电感Lr实现开关管的零电流开通，由谐振电容Cr实现开关管的零电压关断。该变换器在整个负载范围内都可以实现软开关，通态损耗较小，而且缓冲电路是无损的。图4无损缓冲ZVZCS双正激电路2.5带能量吸收电路的软开关双正激变换器文献[7]提出了一种开关管和副边整流二极管带能量吸收缓冲电路的双正激电路如图5所示。无损吸收缓冲网络实现了原边开关管的零电流开通、零电压关断和副边整流二极管的零电流开通，并且副边整流二极管不存在电压尖峰和反向恢复损耗。该电路结构比较复杂，需要附加2套缓冲电路。图5带能量吸收缓冲电路的软开关双正激变换器2.6桥臂互感型软开关双正激组合变换器文献[8]提出了一种桥臂互感型软开关双正激组合变换器如图6所示，将两个双正激变换器的串联组合，副边采用倍流整流电路，适用于高输入电压、低压大电流输出的场合。开关管承受的电压仅为输入直流电压的一半。利用耦合电感中储存的能量实现开的零电压开关，同时采用移相控制技术调节输出电压和实现软开关。由于采用了带两个原边绕组的变压器，所以能够使变压器磁芯工作在双象限和实现输入电容电压的自动均压。该电路的缺点是每个桥臂上的辅助电路增加了开关管的电流应力，电路的导通损耗比较大，辅助电路较复杂。图6桥臂互感型软开关双正激组合变换器2.7改进的桥臂互感型软开关双正激组合变换器文献[9]提出了一种改进的桥臂互感型软开关双正激组合变换器如图7所示，不仅具有图6电路所具有的优点，而且不需要采用图6电路所示的辅助电路。通过PWM控制开关管的导通和关断，利用偶合的谐振电感Lr1和Lr2实现开关管的零电压开通，但是软开关范围受一定的限制。由于输入电容的自动均压方式是通过原边电流流经开关管和变压器在两个电容之间相互传递能量实现的，因而会增加开关管的电流应力和导通损耗。而且副边整流二极管的电压应力较大，不适合应用在高输出电压场合。该变换器适用于高输入电压、低压大电流输出的大功率场合。图7改进的桥臂互感型软开关双正激组合变换器3.应用有源辅助电路的有源软开关拓扑3.1有源箝位软开关双正激变换器文献[10]提出了一种有源箝位软开关双正激变换器如图8所示。通过在变压器的原边并联一个由Sa、Ca、Da构成的有源箝位网络，不仅可以箝位开关管的电压，还可以实现开关管和辅管的零电压开通。同时变压器励磁电流双向流动，提高了变压器磁芯的利用率。电路工作于准方波模式，可以进行恒频PWM控制，电磁兼容性好。图8有源箝位软开关双正激变换器3.2一种新型的有源箝位双正激变换器为了减小变换器原边开关管和副边二极管的开关损耗和导通损耗，文献[11]提出了一种新型的有源箝位双正激变换器如图9所示，利用2个开关管Sa1、Sa2代替传统双正激电路原边的2个箝位二极管，同时加入一个箝位电容，实现主开关管和辅管的ZVS开通。该拓扑电路结构简洁，而且辅管Sa1、Sa2可以选用电压定额较低的开关管。该变换器适用于宽输入电压范围的中、低压场合，但是辅管的引入增加了电路控制的复杂性。图9一种新型的有源箝位双正激变换器3.3一种有源软开关双正激变换器文献[12]提出了一种有源软开关双正激变换器如图10所示。辅助谐振网络的辅管可以零电流开通，ZVS关断，同时实现主开关管S1的零电压零电流开通、零电压关断和S2的零电流开通。该拓扑的缺点辅助电路结构比较复杂，开关管S2是硬关断，而且存在容性开通损耗。图10一种有源软开关双正激变换器3.4串联组合式ZVS双正激变换器图11所示电路[13]是由两个ZVS双正激变换器串联组成。它可以实现主开关管的零电压开通和辅管的零电流开通、零电压零电流关断。在主开关管开通前超前导通辅管Sa1(或Sa2),通过Lr1（或Lr2）和Cr1（或Cr2）谐振，使谐振电容上的电压达到Vin/2,然后开通主开关管。由于该电路采用了带两个原边的变压器，所以它能实现磁芯的双象限工作和输入电容的自动均压，适合应用在高电压输入的大功率场合。但是副边整流二极管的电压为两倍的副边电压，因而限制了变换器在高输出电压领域的应用。3.5有源ZVT双正激变换器文献[14]提出了一种有源ZVT双正激变换器如图12所示。其基本原理与图4所示的无源ZVT电路一样，也是通过比开关结电容大得多的谐振电容Cr限制开关电压上升速度，从而实现开关ZVS关断。与图4不同的是，谐振回路与主回路完全分开，在谐振网络中增加了谐振开关Sa，谐振电流不从下管中流过，因此不增加变换器主开关管的电流应力。而且通过在S1、S2开通之前很短的时间内超前开通谐振开关Sa，能够实现S1、S2的零电压开通。该带电路的缺点是Sa零电流开关，但为容性开通，而且这种变换器增加了电路的复杂性。图12有源ZVT双正激变换器3.6ZVT交错并联双正激组合变换器文献[15]提出了一种ZVT交错并联双正激组合变换器，如图13所示，采用一套辅助电路实现整个组合变换器的主开关管的ZVS。辅助电路由两个开关管Sa1、Sa2、D5、D6有和谐振电容Cr组成，将变压器漏感和励磁电感作为谐振电感，减少了外加谐振电感带来的损耗。但是辅管是零电流开关，存在容性开通损耗。图13ZVT交错并联双正激组合变换器3.7ZCT双正激变换器文献[16]提出了ZCT双正激变换器，如图14所示，在每个开关管旁并联一个谐振回路，在主开关管关断之前开通谐振开关，通过谐振回路的谐振，将主开关管的电流转移到谐振回路中，从而实现主开关管的零电流关断，谐振开关在谐振电流过零时自然关断。ZCT双正激变换器特别适合于以IGBT作主开关管的应用场合，可以避免IGBT关断时由拖尾电流引起的关断损耗。但是主开关管是硬开通，而且需要两个辅助开关和两套辅助电路，因此电路结构比较复杂。图14ZCT双正激变换器3.8广义软开关-PWM双正激变换器广义软开关，就是用有源或无源的无损吸收电路，使开关过程软化，实现近似零电压开通或近似零电流关断，减少开关损耗，同时降低整流二极管的反向恢复损耗。它可以达到与传统ZVT或ZCT软开关几乎相同的指标，但比传统软开关具有电路简单，成本低廉，可靠性高的优点。图15所示是一种广义软开关-PWM双正激变换器[17,18]，原理简述如下：主开关管S1、S2以及辅管Sa同时开通，回路中Lr限制了主开关管的电流上升率，减小了开通损耗。S1先关断，变压器电流对C1充电，C1上的电压不能突变，因此S1电压上升电压斜率受到限制，关断损耗减小。令Sa先于S2关断，当S2关断时，器电流对C2充电，和S1关断情况相同，减小了S2的关断损耗。该电路的特点是：变压器和吸收电感的储能可回馈给电源，辅管Sa可实现ZVS，S1、S2虽然不是零电压开通，也不是零电流关断，但是有源无损吸收电路有效地软化了开关过程。但是吸收电路需增加辅助开关管，控制较复杂。图15广义软开关-PWM双正激变换器4.不需辅助电路的软开关拓扑4.1双桥式ZVS双正激组合变换器图16提出了一种双桥式ZVS双正激组合变换器[19]，两个双正激变换器在原边串联，共用一个高频变压器，通过移相控制，并利用变压器漏感和励磁电感实现开关管的零电压开通。变压器磁芯的双象限磁化实现了输入电容的自动均压。该电路适用于高输入、输出电压，大电流输出的场合，但是通态损耗较大。图16双桥式ZVS双正激变换器4.2ZVZCSPWM交错并联的双正激组合变换器文献[20]提出了一种ZVZCSPWM并联的双正激组合变换器如图17所示，副边采用耦合的滤波电感以减小空载电流和环流电流，Ls1、Ls2是变压器的副边漏感。通过PWM控制，不需辅助电路就实现了S1、S2的ZVS和S3、S4的ZCS，减小了原边和副边的空载和环流电流，降低了通态损耗。它适合用于高压输入、IGBT做开关管的场合。图17ZVZCSPWM交错并联的双正激组合变换器4.3新型的ZVZCS双正激组合变换器文献[21]提出了一种新型的ZVZCSPWM交错并联的双正激组合变换器如图18所示。两个相同的双正激变换器在原边串联，采用一个带两个原边绕组和两个副边绕组的高频变压器，采用PWM技术减少空载和环流电流，降低了导通损耗。在较宽的负载范围内不需采用任何有源或无源辅助电路，由变压器漏感电流实现了S1、S3的零电压零电流开通、零电压关断，利用漏感电流和环流电流实现S2、S4的零电流开通、零电压关断。4个开关管类似全桥变换器工作，磁芯元件和滤波器体积都很小。该变换器的优点是变压器原边侧没有环流存在，但是需要两个相同的原边绕组，铜损较大。此外S2、S4为零电流开通，用MOSFET作开关管时存在容性开通损耗。适用于高输入电压的大功率场合。图18新型的ZVZCS双正激组合变换器4.4ZVS三电平双正激组合变换器文献[22]提出了一种新型的ZVS三电平双正激组合变换器，如图19所示。它由两个双正激电路串联构成，经过一个有两个原边绕组的高频变压器实行隔离输出。利用集成在高频变压器中的副边漏感，通过PWM控制实现开关管的ZVS。该变换器的开关管所承受的电压应力为输入直流电压的一半，因此适用于高电压输入场合。文献最后给出了采用全波整流和倍流整流的ZVS三电平双正激组合变换器拓扑。图19ZVS三电平双正激组合变换器4.5新型的ZVS双正激组合变换器文献[23]提出了一种新型的ZVS双正激组合变换器，如图20所示。主电路原边部分由交错并联的双正激组合变换器简化而来，原边只用两个续流二极管，电路结构简单。而且采用变压器的磁集成技术，高频变压器磁芯双向磁化，提高了磁芯的利用率，进一步减小了体积，提高了变换器的功率密度。此外，该变换器还具有如下一些特点：(1)变换器采用开环控制，在接近100%的等效占空比下工作，变换效率高；(2)可以通过变压器漏感（或串联电感）能量实现主开关管的零电压开通，同时降低了副边整流二极管的反向恢复损耗，大大提高了效率；(3)输出滤波电路不含滤波电感，这样由于输出滤波电容的箝位作用，大大减小了副边整流二极管的电压尖峰。该变换器起着隔离和变压的作用，输出电压随输入电压和负载变化，所以适合应用于输入电压变化范围较小的两级或多级系统中。图20新型的ZVS双正激组合变换器本文选用这种新型的ZVS双正激组合变换器，作为高压直流输入航空静止变流器DC/DC级拓扑，采用并-串组合方式成功研制了一台4KW的DC/DC变换器（实验电路如图21）。图21变换器实验电路图实验主要数据为：输入直流电压：Vin=270V；输出直流电压：Vo=360V；D=0.483；变压器磁芯：双EE55B。变压器原副边变比：K=13：11；变压器原边漏感（包括串联电感）：Ls1=Ls2=Ls3=Ls4=26uH；开关管(S1~S8)：IXTK48N50(Rds(on)=0.10,Cds="620pF")；原边续流二极管(D1~D4)：DSEI60-06A；副边整流二极管(D5~D8)：DSEI60-10A。输出滤波电容：Cf1=Cf2=470uF；开关频率：fs=100kHz。图22ZVS开关波形(2us/div)（CH1：S1漏源电压100V/div；CH2：S1驱动电压20V/div）图23满载时驱动电压、副边电压、电流波形(2us/div)（CH1：S1驱动电压20V/div；CH2：变压器副边电压250V/div；CH3：变压器副边电流10A/div）图22是开关管S1的驱动电压和漏源电压的波形，从图中可以看出S1实现了ZVS。图23给出了满载时副边电压和电流的波形。由于输出滤波电容的箝位，副边几乎没有电压尖峰。图24给出了变换器效率和输出功率的关系曲线，满载时效率高达95.51%。图23满载时副边电压和电流的波形图24效率与输出功率的关系曲线5.结论本文对应用无源辅助电路、有源辅助电路和不需附加辅助电路的三类双正激软开关拓扑进行了系统的分析和评价，并选择一种新型的双正激软开关拓扑作为高压直流输入航空静止变流器的DC/DC级拓扑，成功研制了一台4KW的样机，最后给出了实验结果。本文的分析将有助于在不同的应用场合选择最合适的双正激变换器的软开关拓扑。全负载范围内高效软开关反激变换器的多模式IC控制器设计陈海，赵梦恋，吴晓波，严晓琅摘要：本文介绍了软开关反激变换器的多模式控制方案，以实现在整个负载范围内的高效率和良好的负载调节能力。在重载的情况下，开关谷底临界导通模式（CCMVS）采用软开关实现，以减少开启电源的开关损耗和电磁干扰（EMI）。在轻载时，变换器运行在谷底导通和自适应关断时间控制（AOT）的不连续导通模式（DCM）下来限制开关频率范围和维持负载调节能力。在极轻载或待机状态下，采用突发模式操作，通过降低开关频率和控制器的静态损耗实现低功耗的运行模式。多模式控制器是由一个振荡器实现的，振荡器的脉冲持续时间是由输出反馈来调节的。一个准确的谷开关电路保证了电源转换时候的最低导通压降。电路IC控制器的原型被封装在一个1.5μm采用BiCMOS工艺电路板中，并应用于310V/20V，90W反激DC/DC变换器电路中。实验结果表明，所有实验功能都成功的达到了预期的效果。反激变换器实现了从满载下降到2.5W，将效率提高到大约80%，最高达到88.8％，而在待机模式下的总功耗约为300mV。关键词：集成电路，多模式控制器，软开关反激变换器，波谷检测1引言众所周知，在打开或关闭变换器的瞬间，由于同时存在漏源电压和漏电流会产生损耗。而大的启动电流会减少两者同时存在的时间。但是，它并不能减小漏源电压，漏电流的值。因此，这对减少功率损耗的帮助是有限的。因此，接下来介绍软开关技术。由于配置简单、经济，反激式拓扑结构在功率低于200W的隔离电源中应用非常广泛。此外，由于电源开关漏极已经自带电容，所以实现这样一个软开关拓扑结构无需其他元件。由于反激变换器工作在不连续导通模式（DCM）或临界模式下，即在连续导通模式（CCM）和不连续导通模式（DCM）的过渡点，LC共振会发生，降低了变换器的启动电压，因此使开启过程中的损耗和电磁干扰最小化。本文中，在大负载的情况下，工作在临界导通模式（CCMVS）的谷转换变换器可以实现软开关和负载调节。然而，作为变频控制，CCMVS变调节的能力。所以，在本文中提出有多模式控制实现全部负载等级的高效率和良好的负载调节能力。在重载时，CCMVS保持，而在轻载时，使用带谷转换和自适应关断时间控制（AOT）的DCM可以降低开关频率和维持在合适的运行状态。并在极轻负载或待机状态下，包括脉冲频率调制（PFM），抖动跳过调制(PFM)和栅极电荷调制（GCM）这几个方法来提高效率。然而，所有这些措施未能降低控制器的静态功耗。而采用突发模式即能够减少电源开关过渡损耗也能减少控制器的静态功耗。变换器由于受到高频的限制在轻载时效率会下降。此外，由于限制了最短开启时间也可能会降低负载调节能力。为了实现提出的多种模式的控制，提出了集成电路（IC）控制器的设计方案。在控制器中，电压控制振荡器（VCO）用于实现不同模式之间的过渡的方法应运而生。同时，为确保软开关转至轻负载，准确谷开关控制电路也是非常必要的。原型控制器IC是安装在一个1.5um的BiCMOS工艺的1.63mm的范围内。控制器芯片应用在一个310V/90V，输出90W的反激式DC/DC变换器。实验结果表明，从满载下降到2.5W效率可以达到80%以上的高效率同时具有良好的负载调节能力。2提出多模式，软开关操作图1给出了多种模式软开关的反激变换器的原理图，图2是不同模式下的关键波形，紧接着介绍了各种模式的工作原理。2.1在重负载时的CCMVS当开关周期开始，在t=to时，开关SW打开。在区间[to，t1]，流过开关的电流Isw线性增加。在t=t1的，Isw达到峰值Ipk，SW复位关闭，这是由误差放大器的输出信号RS锁存器控制栅极驱动器输出的信号EA决定的。在此之后，变压器励磁电流从原级绕组换向到次级绕组，在[t1，t2]这个区间电流线性减小。在次级电流在t=t2变为零时，变压器的励磁电感和电源开关的附加电容以及二次侧的整流电容开始共振。电源开关两端的电压V是由辅助绕组N感应出来的。辅助绕组上的电压是由波谷检测器得到的。在图2a中显示了辅助绕组电压的振荡过程。但辅助绕组的电压在t=t3时为谷底，输出谷开关控制信号V开始升高。同时，负载的情况同样影响RS的临界方式的设置。VCO的输出脉冲P的持续时间在Is为零之前已经结束。因此，在t=t3，信号V通过DFF的触发器延迟来设置RS的临界开启情况。结果为，变换器两端的电压V-N（V+V）可以减少电源开启的损耗。开关CW的峰值Ipk为(1)或(2)负载电流等于二次侧电流平均值(3)在临界导通模式下，忽略[T2，T3]时间段，开关周期为(4)综合（1）〜（4），推导出输出电流(5)其中是电压转换比，是开关频率。(6)式（6）表明，是与POCCMVS成反比。为了避免在轻载时过大使效率降低，有必要将设定一个固定值。本设计中为120kHZ。设定后变换器在DCM模式下以固定的频率工作。负载调整是对开启时间的调整，直到最短开启时间为止。然后变换器进入了DCM下的谷转换和AOT运行模式。2.2轻载时DCM下的谷开关和AOT在图2b中可以看出，DCM的模式的波形与CCMVS模式的波形直到t=t3都是一致的。在轻负载的时候，在Tp周期结束之前Is已经减小到零了，这是和输出功率成反比的结果。谷开关仍然可以使用，这是由于变换器的开启电压由于CCMVS模式的共振延迟高于CCMVS模式的电压。如前所述，为了解决在轻载时的负荷调节问题，在负载降低时增加关断时间所以开启时间仍然在DCM的Ton周期内。关断时间的适应实现调整VCO的脉冲宽度Tp，这是符合V的误差放大器的输出信号。VCO将在后面讨论据式（1）〜（3），开关频率与输出功率PODCM之间的关系可以写成.(7)开关频率与输出功率是正比的关系。但是，在本设计中频率被设定在40kHz。因此，在一定的负载条件下，出现供过于求的变换器进入突发模式状态。2.3极轻载或待机模式时的突发模式在极轻载或待机模式时，变换器转入突发模式，图2c中，突发开启时间和关断时间已经确定。负载调节通过变换器是否采用突发模式来实现。误差放大器的输出信号V和参考量V和V进行比较。当V>V时，控制器会发出一些脉冲来改变输出电容使变换器开始突发模式。因为每个脉冲变换器都向负载传递过多的能量，输出电压随着V的减小而持续增加。脉冲的频率为40KHz。在突发模式中，P周期结束时，由于谷开关控制电路的输出信号V无法使用共振而衰减到零，DFF不能被触发开始。这相当于一个最大脉冲持续时间Tp最大，是用来强制设置事实上的DFF。无论电压值，新的开关周期在P4结束后就开始。当V<V，变换器退出突发模式，导致V持续增加。输出功率为(8)其中，N和N是开关脉冲进入突发模式数和跳出突发模式数。负载减小时N增多，相应的N减少。在非突发模式时，除了突发比较器和一些必须的逻辑门电路，几乎全部的内部功能模块关断来减小控制器的静态功能损耗。由于共振衰减到零，谷开关不可以使用，在图2c中，负载减少相应上升的N仍然减小开关损耗和控制器的静态功能损耗。因此，和DCM方式相比，突发模式的低功耗更加适合于运行于极轻载和待机状态下。3综合控制器设计图1中的电路可以焊在同一个集成芯片上。除此之外，基本的电源功能模块IC，如欠压锁定电路，偏置电流电路，电压稳压电路。此外，控制器IC还基础那个保护功能模块，如过电流保护，过电压保护，功率限制和软启动。在这节，详细描述控制器中的两个重要的功能模块。3.1VOC采用VOC的内部原理如图3a所示。如前所述，VOC的脉冲宽度是按照与关断时间相适应进行调整的。这是通过将比较器升高比较基准电压作为比较器的一个功能来实现的。和之间的关系绘于图3b中。当>2V，被设定在8.3μs，变换器工作在CCMVS情况下，当<1.4V，为25μs，变换器在突发模式下工作，当2V和1.4V之间，从8.3μs到25μs线性变化，变换器器工作在DCM模式下并带有谷开关和AOT。因为在DCM模式下电源的开启时间被连续的最小电流设定，关断时间直接由决定。3.2准确的谷开关控制电路在传统的设计中，延迟时间是LC振荡过程为了在过零和重置RS锁存器之后实现谷开关转换。这种方法的限制是延迟时间是根据谐振元件的应用而变化的。由于实践随不同情况而改变，所以高精度难以实现。在本文提出了一种精确的控制直接获得波谷的检测信号。图4a显示了波谷检测实现开关控制电路的原理，其中放大器和比较器是常用的元件。图4b显示了工作波形。在t=t0，VSENSE的极性由正到负，为过零检测器的输出信号升高，导通V-I变换器和波谷检测电路。V-I变换器的大约为零，而通过电阻的电流是由波谷检测电路决定的。在区间[t0，t1]之间，电流的波形类似于的波形。通过电压追踪器A1和VC（即电容两边的电压Cv）追踪电压VR（即电阻两端电压RV）。在t=t1时，VSENSE到达波谷，因此VR和Vc达到峰值。在此之后，VR开始下降，闭环电压追踪器停止工作，使Vc一直保持在峰值。然后谷比较器的输出信号V升高。在t=t2时，VSENSE的极性由负转正，降低，关闭V-I转换和波谷检测电路。同时，VR和VC复位，电路为下一个波谷检测做好了准备。4变换器的设计和实验结果控制器芯片是使用1.5um双金属材料，BiCMOS工艺的大小为6.3。该芯片模具的照片显示在图5。请注意，除了7个管脚，剩下的全部都是用作测试的管脚。一个310V/20V的90W的反激变换器的集成电路的关键参数见表1。4.1多模式运行图6，7，8显示的是多模运行方式的重，轻，极轻负载时的仿真结果。在图6中，负载为85W时，在次级电流降到零时，VCO输出脉冲的持续时间Tp已经结束了。当次级电流过零的时候，谷变换器控制电路的输出信号V触发电源的开关。结果表明，转换器在开关频率为66kHz的CCMVS工作模式下运作。当负载从85W降低到22W，DCM的开启时间锁定为1.2us，同时Tp从8.6μs上升到10.5μs。因此，次级电流在Tp周期结束前不能下降到零，如在图7所示，所以变换器工作在频率为81kHz的DCM模式下，图8a为6W极轻负载情况下。在开关频率为大约2kHz的情况下，负载调节通过突发比较器的控制实现。如图8b所示为突发模式下波形的细节情况，图中Tp锁定为25.6μs,突发模式时间为2.8μs。实验结果为在不同负载情况下，变换器可以如上所说成功的实现多模式控制。值得注意的是，在DCM和突发模式的转换过程中，迟滞提高了抗干扰的能力。然而变换器在两种模式的双向选择过程使得电源具有不稳定性。在这个设计中，突发模式和DCM模式分别为2.8μs和1.2μs。因此在两种模式的双向选择过程中，会产生负载电流的磁滞回路。实验中过渡点分别为0.5A和2A。这个保证了在模式转换过程变换器的高可靠性。图6和7显示在多模运行中，准确的谷底检测也是非常必要的。但是，在电源开启之前大约有400ns的时间延迟。这是因为电源开关和控制器的传播延迟造成的。在这个设计中，开启频率N是4.2。所以可获得的最小电压为大约220V，虽然仍然有些高。但是可以通过增加N减小对效率的进一步提高。因此选择高电压容限高功率损耗的变换器。因此效率和成本之间需要一个权衡。图9为待机模式下的波形。在交流耦合的处，变换器工作在突发模式下，总的功率损耗为0.3W，满足待机模式下的设计要求。图10显示了变换器负载调整情况，在0~4.5A的变化过程中的只有10mV的改变。图11显示了变换器的软开关过程。4.2开关频率实验过程中的开关频率绘制在图12中。负载A（40W~100W）情况时，变换器工作在CCMS模式下，开关频率随输出功率从55到120kHz减小。在负载B（10W~40W），变换器工作在确定的开启时间和变化的结束时间的DCM模式下。开关频率从120到40kHz。如果负载降低到10W以下，变换器工作在负载C，采用突发模式控制。突发模式的结束时间随负载的减小而增加。因此，变换器可以灵活的随输出功率调整，即使在图9所示的没有负载的情况下也可以。实验中频率变化根据负载情况而改变。控制器的功率损耗曲线标注了门驱动的情况。由于开关频率的改变控制器的功率损耗可以在不同的负载情况下都控制在很小的范围内。5结论本文研究了软开关反激变换器的多模式控制。在重负载的情况下，通过CCMVS来实现软开关，从而减小变换器的开启功率损耗，和EMI的功能是相同的。在轻负载的情况下，变换器工作有谷开关和AOT的DCM模式下，同样可以限制开关频率和维持负载调节，在极轻负载的情况或待机模式下，采用突发模式不论是控制器开关频率和静态功率损耗都得到降低。本设计通过灵活控制开关频率得到了在整个负载范围内的高效率和优越的负载调节能力。为了实现提出的设计要求，设计了集成的控制器电路，拥有VCO实现多模式控制和准确的谷开关转换控制电路。电路IC控制器的原型被封装在一个1.5μm采用BiCMOS工艺电路板中，并应用于310V/20V，90W反激式DC/DC变换器电路中。实验结果表明，所有实验功能都成功的达到了预期的效果。反激式变换器实现了从满载下降到2.5W，将效率提高到大约80%，最高达到88.8％，而在待机模式下的总功耗约为300mV。1.引言

双正激变换器克服了正激变换器中开关电压应力高的缺点,每个开关管只需承受输入直流电压,不需要采用特殊的磁复位电路就可以保证变压器的可靠磁复位.它的每一个桥臂都是由一个二极管与一个开关管串联组成,不存在桥臂直通的危险,可靠性高.因此双正激变换器具有其它变换器无法比拟的优点,成为目前中大功率变换器中应用最多的拓扑之一.双正激组合变换器通过对双正激变换器进行并、串组合,可以克服其占空比只能小于0.5的缺点,提高变压器的利用率和变换器的等效占空比,适合应用于高输入和输出电压的大功率场合[1,2].

现代电源的发展方向是高频化、小型化、模块化、智能化,实现变换器的高功率密度、高效率和高可靠性.提高开关频率,减小磁性元件的体积和重量是提高变换器功率密度的有效措施.但是在硬开关状态下工作的变换器,随着开关频率的上升,一方面开关器件的开关损耗会成正比地增大,无源元件的损耗大幅度增加,效率大大降低;另一方面,过高的dv/dt和di/dt会产生严重的电磁干扰(EMI),影响变换器的可靠性.为了改善高频变换器开关的工作条件,减小开关损耗和电磁干扰,各种软开关技术应用而生,包括无源软开关技术与ZVS/ZCS谐振、准谐振、ZVS/ZCS-PWM、ZVT/ZCT-PWM等有源软开关技术.

近年来国内外广大学者对双正激及其组合变换器的软开关技术进行了大量的研究.软开关拓扑大体上可分为三类,即应用无源辅助电路的无源软开关拓扑;应用有源辅助电路的有源软开关拓扑;不需辅助电路的软开关拓扑.本文系统地分析了这三类软开关拓扑,指出各种拓扑的特点和适用场合,给出简单的分析和评价,并选择了一种新型的ZVS双正激组合变换器,作为高压直流输入航空静止变流器DC/DC级拓扑,成功研制了一台4KW的双正激组合变换器,满载时效率高达95.51%.

2.应用无源辅助电路的无源软开关拓扑

2.1原边箝位型ZVZCS双正激变换器

文献[3]提出了一种原边箝位型ZVZCS双正激变换器如图1所示.原边箝位电路由辅助电感Lr和两个箝位二极管D3、D4组成.

图1原边箝位型ZVZCS双正激变换器

S1和S2开通时Lr的电流从零开始线性上升,从而减小了D6关断时的di/dt和电压尖峰,S1和S2为零电流开通.S1和S2关断时负载电流对开关管的结电容充电,S1和S2为零电压关断.该拓扑的优点是:通过简单的无源箝位电路减小了副边续流二极管反向恢复引起的电压尖峰,降低了电磁干扰,实现了开关管的零电流开通和零电压关断,适合应用于高压输出的大功率场合.缺点是变换器的开关管为容性开通.

2.2一种双正激电路的软关断拓扑

文献[4]提出了一种双正激电路的软关断拓扑如图2所示.通过比开关结电容大得多的谐振电容C1、C2限制开关电压的上升速度,从而实现开关管的ZVS关断.由Lr、C1、C2D3、D4和D5构成的箝位电路是无损的,并能将变压器漏感所存储的能量全部返回到输入电源中.但是开关管开通时,谐振电流从开关管流过,增加了开关管的电流应力,而且开关管为硬开通,对大功率双正激电路效率的提高有较大的实用价值.

图2一种双正激电路的软关断拓扑

2.3无源ZVT双正激变换器

图3示出了一种无源ZVT双正激变换器[5],它通过在变压器原边增加辅助电路,实现开关管的零电压关断.其工作原理为:当两个开关管开通时,谐振电容Cr和谐振电感Lr通过开关S2及二极管D3谐振,将Cr上的电压改变极性,在开关管关断时,由于Cr比开关管的结电容大得多,因此限制了开关管电压的上升速度,从而实现零电压关断.这种变换器的优点是不需要增加有源开关器件,因此电路简单.但是由于在开关开通时,谐振电流要从下管S2流通,因此增加了下管的电流应力,而且开关管为硬开通,开通损耗较大.

图3无源ZVT双正激变换器

2.4无损缓冲ZVZCS双正激变换器

文献[6]提出了一种无损缓冲ZVZCS双正激电路如图4所示.通过辅助电感Lr实现开关管的零电流开通,由谐振电容Cr实现开关管的零电压关断.该变换器在整个负载范围内都可以实现软开关,通态损耗较小,而且缓冲电路是无损的.

图4无损缓冲ZVZCS双正激电路

2.5带能量吸收电路的软开关双正激变换器

文献[7]提出了一种开关管和副边整流二极管带能量吸收缓冲电路的双正激电路如图5所示.无损吸收缓冲网络实现了原边开关管的零电流开通、零电压关断和副边整流二极管的零电流开通,并且副边整流二极管不存在电压尖峰和反向恢复损耗.该电路结构比较复杂,需要附加2套缓冲电路.

图5带能量吸收缓冲电路的软开关双正激变换器

2.6桥臂互感型软开关双正激组合变换器

文献[8]提出了一种桥臂互感型软开关双正激组合变换器如图6所示,将两个双正激变换器的串联组合,副边采用倍流整流电路,适用于高输入电压、低压大电流输出的场合.开关管承受的电压仅为输入直流电压的一半.利用耦合电感中储存的能量实现开的零电压开关,同时采用移相控制技术调节输出电压和实现软开关.由于采用了带两个原边绕组的变压器,所以能够使变压器磁芯工作在双象限和实现输入电容电压的自动均压.该电路的缺点是每个桥臂上的辅助电路增加了开关管的电流应力,电路的导通损耗比较大,辅助电路较复杂.

图6桥臂互感型软开关双正激组合变换器

2.7改进的桥臂互感型软开关双正激组合变换器

文献[9]提出了一种改进的桥臂互感型软开关双正激组合变换器如图7所示,不仅具有图6电路所具有的优点,而且不需要采用图6电路所示的辅助电路.通过PWM控制开关管的导通和关断,利用偶合的谐振电感Lr1和Lr2实现开关管的零电压开通,但是软开关范围受一定的限制.由于输入电容的自动均压方式是通过原边电流流经开关管和变压器在两个电容之间相互传递能量实现的,因而会增加开关管的电流应力和导通损耗.而且副边整流二极管的电压应力较大,不适合应用在高输出电压场合.该变换器适用于高输入电压、低压大电流输出的大功率场合.

图7改进的桥臂互感型软开关双正激组合变换器

3.应用有源辅助电路的有源软开关拓扑

3.1有源箝位软开关双正激变换器

文献[10]提出了一种有源箝位软开关双正激变换器如图8所示.通过在变压器的原边并联一个由Sa、Ca、Da构成的有源箝位网络,不仅可以箝位开关管的电压,还可以实现开关管和辅管的零电压开通.同时变压器励磁电流双向流动,提高了变压器磁芯的利用率.电路工作于准方波模式,可以进行恒频PWM控制,电磁兼容性好.

图8有源箝位软开关双正激变换器

3.2一种新型的有源箝位双正激变换器

为了减小变换器原边开关管和副边二极管的开关损耗和导通损耗,文献[11]提出了一种新型的有源箝位双正激变换器如图9所示,利用2个开关管Sa1、Sa2代替传统双正激电路原边的2个箝位二极管,同时加入一个箝位电容,实现主开关管和辅管的ZVS开通.该拓扑电路结构简洁,而且辅管Sa1、Sa2可以选用电压定额较低的开关管.该变换器适用于宽输入电压范围的中、低压场合,但是辅管的引入增加了电路控制的复杂性.

图9一种新型的有源箝位双正激变换器

3.3一种有源软开关双正激变换器

文献[12]提出了一种有源软开关双正激变换器如图10所示.辅助谐振网络的辅管可以零电流开通,ZVS关断,同时实现主开关管S1的零电压零电流开通、零电压关断和S2的零电流开通.该拓扑的缺点辅助电路结构比较复杂,开关管S2是硬关断,而且存在容性开通损耗.

图10一种有源软开关双正激变换器

3.4串联组合式ZVS双正激变换器

图11所示电路[13]是由两个ZVS双正激变换器串联组成.它可以实现主开关管的零电压开通和辅管的零电流开通、零电压零电流关断.在主开关管开通前超前导通辅管Sa1(或Sa2),通过Lr1(或Lr2)和Cr1(或Cr2)谐振,使谐振电容上的电压达到Vin/2,然后开通主开关管.由于该电路采用了带两个原边的变压器,所以它能实现磁芯的双象限工作和输入电容的自动均压,适合应用在高电压输入的大功率场合.但是副边整流二极管的电压为两倍的副边电压,因而限制了变换器在高输出电压领域的应用.

3.5有源ZVT双正激变换器

文献[14]提出了一种有源ZVT双正激变换器如图12所示.其基本原理与图4所示的无源ZVT电路一样,也是通过比开关结电容大得多的谐振电容Cr限制开关电压上升速度,从而实现开关ZVS关断.与图4不同的是,谐振回路与主回路完全分开,在谐振网络中增加了谐振开关Sa,谐振电流不从下管中流过,因此不增加变换器主开关管的电流应力.而且通过在S1、S2开通之前很短的时间内超前开通谐振开关Sa,能够实现S1、S2的零电压开通.该带电路的缺点是Sa零电流开关,但为容性开通,而且这种变换器增加了电路的复杂性.

图12有源ZVT双正激变换器

3.6ZVT交错并联双正激组合变换器

文献[15]提出了一种ZVT交错并联双正激组合变换器,如图13所示,采用一套辅助电路实现整个组合变换器的主开关管的ZVS.辅助电路由两个开关管Sa1、Sa2、D5、D6有和谐振电容Cr组成,将变压器漏感和励磁电感作为谐振电感,减少了外加谐振电感带来的损耗.但是辅管是零电流开关,存在容性开通损耗.

图13ZVT交错并联双正激组合变换器

3.7ZCT双正激变换器

文献[16]提出了ZCT双正激变换器,如图14所示,在每个开关管旁并联一个谐振回路,在主开关管关断之前开通谐振开关,通过谐振回路的谐振,将主开关管的电流转移到谐振回路中,从而实现主开关管的零电流关断,谐振开关在谐振电流过零时自然关断.ZCT双正激变换器特别适合于以IGBT作主开关管的应用场合,可以避免IGBT关断时由拖尾电流引起的关断损耗.但是主开关管是硬开通,而且需要两个辅助开关和两套辅助电路,因此电路结构比较复杂.

图14ZCT双正激变换器

3.8广义软开关-PWM双正激变换器

广义软开关,就是用有源或无源的无损吸收电路,使开关过程软化,实现近似零电压开通或近似零电流关断,减少开关损耗,同时降低整流二极管的反向恢复损耗.它可以达到与传统ZVT或ZCT软开关几乎相同的指标,但比传统软开关具有电路简单,成本低廉,可靠性高的优点.图15所示是一种广义软开关-PWM双正激变换器[17,18],原理简述如下:主开关管S1、S2以及辅管Sa同时开通,回路中Lr限制了主开关管的电流上升率,减小了开通损耗.S1先关断,变压器电流对C1充电,C1上的电压不能突变,因此S1电压上升电压斜率受到限制,关断损耗减小.令Sa先于S2关断,当S2关断时,器电流对C2充电,和S1关断情况相同,减小了S2的关断损耗.该电路的特点是:变压器和吸收电感的储能可回馈给电源,辅管Sa可实现ZVS,S1、S2虽然不是零电压开通,也不是零电流关断,但是有源无损吸收电路有效地软化了开关过程.但是吸收电路需增加辅助开关管,控制较复杂.

图15广义软开关-PWM双正激变换器

4.不需辅助电路的软开关拓扑

4.1双桥式ZVS双正激组合变换器

图16提出了一种双桥式ZVS双正激组合变换器[19],两个双正激变换器在原边串联,共用一个高频变压器,通过移相控制,并利用变压器漏感和励磁电感实现开关管的零电压开通.变压器磁芯的双象限磁化实现了输入电容的自动均压.该电路适用于高输入、输出电压,大电流输出的场合,但是通态损耗较大.

图16双桥式ZVS双正激变换器

4.2ZVZCSPWM交错并联的双正激组合变换器

文献[20]提出了一种ZVZCSPWM并联的双正激组合变换器如图17所示,副边采用耦合的滤波电感以减小空载电流和环流电流,Ls1、Ls2是变压器的副边漏感.通过P