开关磁阻电机功率变换器的故障诊断与容错策略(完整版)实用资料

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2021年11月电工技术学报Vol.24No.11第24卷第11期TRANSACTIONSOFCHINAELECTROTECHNICALSOCIETYNov.2021开关磁阻电机功率变换器的故障诊断与容错策略（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）开关磁阻电机功率变换器的故障诊断与容错策略卢胜利陈昊昝小舒(中国矿业大学信电学院徐州221008摘要功率变换器是开关磁阻电机系统的中枢执行机构,也是系统中最容易出现故障的薄弱环节。本文分别从非线性模型仿真和实验两方面对不对称半桥功率变换器的单相故障进行了研究。基于傅里叶变换讨论了功率变换器故障后相电流频谱的变化规律,提出了相对谱比系数的概念,并将其作为故障特征量以实现功率变换器的故障检测。通过对比不同工况条件下的实验结果,分析说明了相对谱比系数具有良好的鲁棒性。最后给出了一种变角度容错方案,有效降低故障相产生的制动转矩,提高系统的可靠性能。实验结果验证了该文故障诊断与容错方案的有效性。关键词:功率变换器故障诊断故障检测容错控制开关磁阻电机中图分类号:TM352FaultDiagnosisandFault-TolerantControlStrategyforPowerConverterofSwitchedReluctanceMotorLuShengliChenHaoZanXiaoshu(ChinaUniversityofMiningandTechnologyXuzhou221008ChinaAbstractPowerconverteriskeyofexcellentoperationfortheswitchedreluctance(SRmotor,andalsotheweakestpartofthewholesystem.Allsingle-phasefaultsthatpossiblyoccurintheasymmetricbridgeconverterareanalyzedviathenonlinearsimulationmodelandexperiments.DetaileddiscussionsaboutthespectralcomponentchangesofthehealthyandfaultycurrentsarepresentedbyFFT.Theconceptofrelativespectralcoefficientisgivenasafaultdiagnosiseigenvalue,anditsstrongrobusticityisshownbyexperimentresultsunderdifferentworkconditions.Atlast,avariableanglefault-tolerantcontrolstrategyisproposedtodecreasethebrakingtorquefromthefaultyphaseandenhancethesystem’sreliability.Thevalidityoftheproposedfaultdiagnosisandfault-tolerantcontrolisverifiedbyexperiments.Keywords:Powerconverter,faultdiagnosis,faultdetection,faulttolerantcontrol,switchedreluctancemotor1引言开关磁阻电机驱动系统由于其定转子特殊结构以及各相控制的独立性,而具备高可靠性能,因此特别适合一些环境恶劣、要求系统连续工作的应用领域,比如航空起动/发电系统、车载电动制动系统、矿井提升机等场合[1]。功率变换器及其驱动电路作为系统控制的中枢执行机构,是系统中最容易出现故障的薄弱环节[2-3]。功率变换器故障将破坏驱动系统运行的平衡状态,产生无法抑制的转矩缺口甚至制动转矩,长期故障运行将导致整个系统的损坏。因此,对系统中功率变换器实施故障诊断与容错控制是非常必要的。现有的关于开关磁阻电机驱动系统故障状况的国际科技合作计划(2021DFA61870,中奥(地利科技合作(国科外字[2006]328号-29,江苏省自然科学基金(BK2007039和高等学校博士学科点专项科研基金(20070290504资助项目。收稿日期2021-01-12改稿日期2021-08-06200电工技术学报2021年11月文献多是对故障类型的定性分析,而对于故障诊断和容错控制方法的深入研究不多。文献[4-7]主要研究了电机本体开路、短路故障对系统输出性能产生的影响;文献[8]针对不同类型故障与开关磁阻发电机励磁条件的关系进行了深入分析;文献[9]重点分析了功率变换器故障对供电电流和输出转矩的影响;文献[10]提出了几种硬件电路检测绕组故障的方法,但附加结构复杂不易实现;文献[11-12]利用场路结合的方法研究了绕组和功率变换器的故障类型,对比分析了缺相及短路故障对系统效率和机械特性的影响,但文中未涉及故障检测方法。开关磁阻电机驱动系统中最常见的功率变换器主电路包括不对称半桥式、电容分压式、电感换相式等。要使系统具有较强的容错能力,最佳方案是能够独立控制各相的供电电压U和换相电压Uc,使之不受其他相的影响。具有对称拓扑结构的功率变换器,如电容分压式、电感换相式等,虽然所需的功率器件较少,但各相不具备独立可控性,若一相发生故障,则会殃及其他相。本文以不对称半桥功率变换器为研究对象,通过对其单相故障机理的分析,以非线性模型仿真和实验结果为基础,在电压PWM控制方式下计算相电流的频谱特性,并提出一种以相对谱比系数作为故障特征量的功率变换器故障诊断方法。该方法可以实现故障种类辨别,定位故障桥臂。然后通过变角度容错方案,实现系统的容错控制,提高系统可靠性能。2不对称半桥功率变换器的故障模式分析2.1不对称半桥功率变换器的故障分类本文以三相不对称半桥功率变换器为研究对象,其主电路结构如图1所示。以A相桥臂为例,上、下开关管S1,S2的驱动信号分别为PWM斩波信号和位置导通信号。考虑到减小转矩脉动,降低开关损耗和铁耗的因素,在各相开通期间内通常采用电压PWM斩单管方式,即下管保持开通,上管实施斩波。图1三相不对称半桥功率变换器主电路Fig.1There-phaseasymmetricbridgeconverter功率变换器单桥臂上存在的故障种类主要包括上、下开关管的短路和开路等4类状况。此外,还存在续流二极管开路和短路故障等故障类型。其中,续流二极管的开路故障,使得相电流失去续流回路,在关断时刻被强迫归零,开关管两端存在瞬间高压冲击;而其短路故障将造成相桥臂上形成直通短路故障,导致严重过电流。故此类故障将对系统产生恶劣损害,应通过过电流保护等措施及时予以处理,防止故障范围扩大。本文对不对称半桥功率变换器的故障分析主要考虑单主开关管的开路和短路故障,如图2所示。(a下开关管短路(b上开关管短路(c下开关管开路(d上开关管开路图2功率变换器单相故障Fig.2Singlephasefaultsofpowerconverter2.2功率变换器主开关管的短路故障分析若某相桥臂负责位置导通信号的下开关管出现短路故障,如图2a所示,相绕组的供电电压仅由上管PWM信号进行调制。在故障相的开通区间,该相仍可以像无故障状态一样,通过电压PWM斩单管策略得到有效控制。如图中所示励磁电流沿长虚线Ip所示路径流通,续流电流沿图中短虚线Ig的路径流通。导通区间内绕组平均供电电压Ud为pppdsTDppd(di,LUDUURit==ψ−+(1式中D——电压PWM占空比;Us——电源电压;UTD——功率变换器每相开关器件的通态压降;Rp,ip,ψp,Lp——电机相电阻、相电流、相绕组磁链和相电感。第24卷第11期卢胜利等开关磁阻电机功率变换器的故障诊断与容错策略201而在该相的续流换相区间,由于下开关管短路,相绕组两端电压近似为零,续流电流Ig不能快速下降,导致故障相在dLp/dθ<0区仍有电流流通。由线性模型下单相的电磁转矩Tem为p2em12LTi=θ∂∂(2从而产生制动转矩。特别是电机在中、高速运行时,由于运动电动势较大,使得该相进入dLp/dθ<0区后工作于发电制动模式,回馈电流将进一步增大而不会下降为零,故障相持续输出制动转矩,严重影响了整个驱动系统的稳态运行性能。若某相桥臂上负责PWM电压调制的上开关管出现短路故障,如图2b所示,则故障相运行状态类似于角度位置控制,在开通区间内相绕组供电电压一直为电源电压Us,无法实施PWM电压控制。该故障状况与角度位置控制的不同点在于:①通常在PWM电压控制时每相的开通区间较大,而角度位置控制时开通区间相对较小,因此dLp/dθ>0区间内故障相电流幅值更大;②角度位置控制时换相电压为−Us,可快速换相,而故障时换相电压为零,故障相电流将以较大幅值进入dLp/dθ<0区间,并在运动电动势的作用下产生更大的回馈电流和制动转矩。因此,由于丧失了PWM调制功能,故障相将一直存在较大的电流,产生周期性的制动转矩,严重影响系统的稳态性能。2.3功率变换器主开关管的开路故障分析系统正常运行时的平均电磁转矩Tav为r2ravem0(d2/NmNTT=∫θθππ(3式中m——电机相数;Nr——电机转子极数。如图2c和2d所示,相桥臂上任一主开关管的开路故障都将导致该相电流及输出转矩为零,系统进入缺相运行状态,导致系统输出转矩品质恶化,带载能力下降。此时系统输出的平均电磁转矩Tfav将为favav1mTTm−=(4系统输出总转矩的降低可以通过增大其他正常相的激励电流来进行补偿。3仿真结果及分析本文以一台小型三相12/8结构开关磁阻电机为例进行仿真计算。基于Matlab/Simulink软件建立了系统的非线性仿真模型,其中功率变换器环节直接利用PSB工具箱进行搭建,易于实现故障模式切换;转速闭环采用模糊控制器调节PWM占空比得以实现。3.1功率变换器故障前后的仿真结果图3a和3b分别给出了电机给定转速为400r/min和800r/min时,下开关管短路故障后相电流和系统输出转矩的仿真波形。可以看出,故障发生后相电流的波形发生不同程度的畸变。故障相在dLp/dθ<0区域内均有回馈电流存在,系统周期性输出制动转矩,严重恶化转矩脉动。在转速闭环控制下,控制器将增大其他健康相绕组的励磁电流,来补偿故障相的转矩损失。比较两个不同转速下的结果可以看出,电机转速越高,在发电区内产生的回馈电流尖峰越高,制动转矩越大。这是由式(1决定的,即产生此电流脉冲的运动电动势直接与转速成比例关系,因此开关管短路故障对系统的高速运行性能会造成更大的影响。图3c所示为电机给定转速400r/min时,上开关管短路故障发生后相电流和电机输出转矩的仿真(an=400r/min,下管短路(bn=800r/min,下管短路(cn=400r/min,上管短路图3开关管短路故障后相电流及系统输出转矩仿真波形Fig.3Simulationwaveformsofphasecurrentandoutputtorqueunderswitchshortfault202电工技术学报2021年11月波形。可见故障后,没有经过PWM调制的相电流一直保持较高的幅值,从而在故障相产生正负方向交替变换的转矩脉冲,导致电机转速波动增大,易造成系统紊乱运行。图4所示为电机给定转速800r/min时,主开关管开路故障发生后相电流和电机输出转矩的仿真波形。开路故障导致故障相电流为零,无输出转矩。在没有超出电流保护限值的条件下,系统将通过增大其他正常相的激励来维持系统的平均输出转矩。图4左图中可以看出明显的转矩死区,转矩脉动显著增大,系统稳态性能降低。(a相电流(b输出转矩图4开关管开路故障后相电流及电机输出转矩仿真波形Fig.4Simulationwaveformsofphasecurrentandoutputtorqueunderswitchopenfault3.2相电流的频谱分析系统稳定运行于某转速n时,相电流的基频fc为cr60nfN=(5由于开关管出现故障,故障相电流波形将发生畸变,导致电流频谱特性的变化。图5以下开关短路故障为例,基于傅里叶变换给出了系统800r/min稳态运行时,故障前后相电流频谱的变化结果。(a无故障(b下管短路故障图5下管短路故障前后相电流的频谱Fig.5Spectraofphasecurrentwithandwithoutshortfault从图3和图5可以看出:(1开关磁阻电机正常运行时,相电流为单方向非正弦波形,谐波含量丰富。只考虑幅值较大的直流分量和前四次谐波分量,直流分量和基波电流分量占主要成分分别为49.95%、28.76%,而二次谐波和三次谐波分量也较为突出。(2下管短路故障出现后,在转速闭环控制下电机仍以给定转速稳态运行,相电流基频未发生变化,但是在dLp/dθ<0区间的脉冲电流使得相电流平均值显著增大,同时也影响了谐波分量的比例。如图5b所示,直流分量增大为75.30%,基波分量的幅值变化不大,但所占比例降为18.80%,二次谐波分量下降明显,接近为零。上管短路故障的结果与此相近,直流含量和基波含量分别变为72.40%和14.20%,而开关管开路故障将直接导致故障相电流为零。表1给出了电机转速为400r/min时,下管短路故障前后相电流谐波含量随供电电压的变化情况。从中可以清晰地看出负载转矩的变化没有对故障前后相电流的谐波含量产生影响。系统健康运行时,直流分量和基波的含量分别稳定于49.85%和30.60%,而故障发生后,直流分量的比例上升并稳定在72.45%左右,基波含量下降至13.48%左右。表1不同供电电压下相电流频谱分析结果Tab.1Spectralanalysisresultsofphasecurrentfordifferentvoltages无故障下关短路故障PWM占空比直流含量(%基波含量(%直流含量(%基波含量(%52.7529.7472.9814.42可见功率变换器主开关管故障将改变故障相电流的频谱特性,主要表现为直流分量与各阶频谱的幅值变化,因此考虑将直流分量和基频分量作为功率变换器故障的特征参数。4实测数据分析本文基于TMS320F2812DSP为核心的数字控第24卷第11期卢胜利等开关磁阻电机功率变换器的故障诊断与容错策略203制系统对一小型SRM样机进行实测。样机的主要技术参数为:三相12/8结构,不对称半桥式功率变换器,额定功率0.1kW,额定电压12V。功率变换器的几种典型故障通过控制主开关管的驱动信号来模拟。4.1实测数据图6a为无故障状态,电机转速为400r/min,开通角θon为−3°,关断角θoff为18.75°时相电流实测波形。图6b~6e为下开关管短路故障,电机转速分别为200r/min、400r/min、600r/min和800r/min时对应的故障相电流值。图7所示分别为给定转速400r/min和800r/min时短路故障发生后相电流(通道1和电机转速(通道2的变化过程,从中可以看出,基于模糊控制策略的转速闭环能够保证电机在故障后快速稳定于给定转速,其过渡过程时间均在0.5s以内,转速波动为10%左右,因此该过渡过程对诊断结果影响较小。具体的频谱特性分析结果见表2。(a400r/min,无故障(b200r/min,下管短路故障(c400r/min,下管短路故障(d600r/min,下管短路故障(e800r/min,下管短路故障图6实测相电流波形Fig.6Experimentalwaveformsofphasecurrent(a400r/min(b800r/min图7开关管短路故障前后相电流和转速实测波形Fig.7Experimentalwaveformsofphasecurrentandspeedresponseafterswitchshortfault表2实测相电流频谱分析结果Tab.2Resultsofspectraofphasecurrent无故障下管短路故障转速/(r/min直流分量/A基波分量/A二次分量/A三次分量/A直流含量(%基波含量(%直流分量/A基波分量/A二次分量/A三次分量/A直流含量(%基波含量(%204电工技术学报2021年11月4.2稳态实测数据分析由实际测量结果可以概括出以下结论：（1）在每个相电流周期内，正常运行时，相电图8a和8b分别给出了相对谱比系数λ随电机转速变化的实验结果分析和固定转速下随供电电压变化的仿真结果分析。结合表1、2可以看出，工况情况的变化只会改变相电流各次谐波的绝对幅值，而相对谱比系数λ基本恒定，这表明λ对于系统转速和负载转矩的变化具备鲁棒性。且健康状况和故障情况下相对谱比系数λ分别稳定于60%和20%左右，两者分类明显，这表明将相对谱比系数λ作为功率变换器的故障特征量是切实可行的。流在该相关断后迅速续流为零；而故障状态下故障相电流在关断角之后下降缓慢，并且在dLp/dθ＜0区间出现一个回馈电流尖峰，其峰值随着转速的增大而增大。这导致故障相到达下一个导通位置时，电流初始值从正常运行时的零值变为一个正值，从而整体抬升了相电流波形，增大了故障相电流平均值。（2）与仿真结果相同，故障前的相电流频谱中，直流分量和基波分量占据绝大部分比例，分别稳定在52.00%和31.28%左右，且在整个测试的速度范围内直流含量和基波含量的最大变化率仅为+1.90%、+5.53%；故障发生后，直流分量幅值明显增大，基波分量变化不大，但各自的含量仍然具有一个稳定值，分别为75.92%和15.86%，可见电机转速对相电流谐波含量的影响非常小。（3）仿真结果和实验结果均可表明，系统正常运行时，不论是电机转速的变化或是负载转矩的变化，相电流的直流分量和各次谐波分量的幅值都将随之产生显著变化；开关管短路故障后，各次谐波幅值的变化更为明显。因此，相电流的直流分量和基波分量的绝对幅值不宜直接作为开关管短路故障的特征量。但是对于开关管开路故障或缺相故障，故障相没有电流通过，可通过检测相电流的直流分量幅值来判断此类故障。（4）从表2可知，相对于正常情况，故障后相电流二次谐波分量的幅值有所下降，而三次谐波幅值无显著变化。但由于二次谐波分量的幅值非常微弱，在系统背景噪声的影响下无法保证可靠检测，因此不宜将相电流的二次谐波和三次谐波作为功率变换器的故障特征值。4.3故障特征值提取由以上分析知道，故障后相电流的直流分量幅值显著增大，而基波分量幅值减小。定义相对谱比系数λ为基波分量幅值A1与直流分量幅值A0之比，即图8Fig.8相对谱比系数与工况情况的关系andworkconditionsRelationshipbetweenrelativespectralcoefficient因此，开关磁阻电机功率变换器的故障诊断可通过傅里叶变换对各相电流进行处理，并将相对谱比系数λ作为故障特征量实现故障桥臂的准确诊断。首先根据稳态运行时某相电流频谱中直流分量和基波分量的幅值是否均为零判断开路故障，然后通过计算相对谱比系数λ以诊断短路故障，诊断过程直接，容易在DSP系统上实现。5变导通角容错控制策略一旦诊断出故障类型，控制器即可实施容错控制策略。对于主开关管开路故障，系统自动进入缺相运行状态，通过增大其他正常相的激励电流，或扩展相邻两相绕组的开通区间实现系统的容错控制，本文不再详细叙述。对于主开关管短路故障类型，本文结合PWM控制方式，提出通过改变故障相的开通关断角度以实现容错控制的方法：①控制器在线将故障桥臂两个主开关管的驱动信号统一调整为PWM调制信号，即在故障状态下实施“斩双管”策略，保证有一个健康的开关管能够在dLp/dθ＞0区起到调制供电电压的作用，由此可省去对上、下管具体故障位置的判断；②根据当前转速和负载状况，调整故障相开通关断角度，降低最小电感位置的电流值，减λ=A1A0（6）则故障前后λ的变化量比直流分量和基波分量的变化更为明显，有效提高了对故障检测的可靠性和灵敏度，因此本文选择相对谱比系数λ作为功率变换器故障特征值。第24卷第11期卢胜利等开关磁阻电机功率变换器的故障诊断与容错策略205小在dLp/dθ＜0区内产生的制动转矩。变导通角容错方案的原则是：以调节关断角度为主，开通角为辅，从而在保证一定导通区间的条件下尽量降低故障相最小电感位置的电流值。在低速阶段，运动电动势较小，通过提前关断角度，即可有效降低回馈电流初始值；在高速阶段，运动电动势较大，通过提前关断角度和推后开通角度相结合的方法，可以有效降低dLp/dθ＜0区的回馈电流，以减小故障相产生的制动转矩，达到容错目的。图9a、9b和9c、9d分别为下开关管短路故障状态下转速400r/min和800r/min时，采取容错方案前后的相电流波形。图中，通道1为故障相电流，通道2为相邻的健康相电流。可见在调节导通角度后，故障相在dLp/dθ＜0区回馈电流的峰值分别降低82%和77%，相电流平均值明显减小，有效抑制了故障所带来的大转矩脉动，维持系统输出特性，实现系统的高可靠运行。系统的可靠性能。6结论（1）通过对开关磁阻电机功率变换器几种典型故障的研究，在仿真与实验的基础上，对比分析了相电流频谱特性的变化特征，总结出故障相电流的直流含量增大而基波含量减小的规律。（2）通过计算相电流低次频谱特性，提出一种基于相对谱比系数λ的故障诊断方法。根据不同工况情况下运行状态的分析，说明相对谱比系数λ具有鲁棒性强的优点。将其作为故障特征值，可以可靠地实现故障检测及定位，容易在DSP系统上实现。（3）给出变导通角的容错控制策略，实现方便，可以有效维持系统故障后的输出特性，实现系统的容错运行，对于提高开关磁阻电机系统的可靠性能具有实际意义。参考文献[1]JackAG,MecrowBC,HaylockJ.AcomparativestudyofPMandSRmotorsforhighperformancefaulttolerantapplications[J].IEEETransactionsonIndustryApplications,1996,32(4:889-895.[2]崔博文，任章．基于傅里叶变换和神经网络的逆变器故障检测与诊断[J].电工技术学报,2006,21(7:37-43.CuiBowen,RenZhang.FaultdetectionandisolationofinverterbasedonFFTandneuralnetwork[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2006,21(7:37-43.[3]魏佳丹，周波．双凸极电机全桥变换器单相开路故障容错方案[J].中国电机工程学报,2021,28(24:88-93.WeiJiadan,ZhouBo.Projectonsinglephaseopen-circuitfaulttoleranceofdoublysalientelectromagnetmotordrivenbyfull-bridgeconverter[J].ProceedingsoftheCSEE,2021,28(24:88-93.[4]ArkadanAA,KielgasBW.Switchedreluctancemotordrivesystemsdynamicperformancepredictionunderinternalandexternalfaultconditions[J].IEEETransactionsonEnergyConversion,1994,9(1:45-52.[5]SharmaVK,MurthySS,SinghB.Analysisofswitchedreluctancemotordriveunderfaultconditions[C].(aθon=−3°θoff=18.75°,(bθon=−3°θoff=8°,,(cθon=−3°θoff=18.75°(dθon=−1°θoff=5°,图9Fig.9400r/min和800r/min时容错控制前后相电流实测波形Experimentalwaveformsofphasecurrentwithfaulttolerantcontrolstrategyat400r/minand800r/min当然，对于开关管短路故障同样可以直接切断故障相使系统工作于缺相状态，这种简单处理将不可避免地产生转矩死区，加剧转矩脉动，降低系统总的输出能力。尤其在系统重载和低速运行，或者多相同时出现故障时，缺相对系统可靠性能的影响表现更为显著，可见开关管短路故障情况下，保持故障相一定的工作能力是非常有必要的。本文提出的变开通关断角度容错方案易于实现，可有效提高收稿日期:1997-12-14基金项目:国家自然科学基金资助项目(59777022作者简介:张卫平(1957-,男,陕西省西安市人,博士,北方工业大学工学院副教授.文章编号:0253-9861(19990220219207开关变换器建模方法综述张卫平1,吴兆麟1,李洁2(1.浙江大学电机工程系,浙江杭州310027;2.北京电子科技学院电子工程系,北京100041摘要:对开关变换器的主要建模方法:状态平均法、等效电路法、开关波形平均法、符号法、离散时域模型、传输线模型以及PFC电路的模型等进行了综述、归纳和评述,反映了最新的研究成果.关键词:模型;开关变换器;传输线模型;功率因数校正中图分类号:TM714.1文献标识码:A0引言由于开关变换器是一个强非线性的动态系统,70年代以来,有众多著名学者从事这方面的研究,归纳、总结和分类,并使之系统化.一般来讲,一类称为数字仿真法,另一类称为解析建模法,,.数字仿真法可以对电路进行全面分析,在分析、设计和调试中,但所得结果的物理概念不明确.数字仿真法又可分为直接数字仿真法和间接数字仿真法.直接数字仿真法是指直接利用现有的通用电路分析软件(如PSPICE等对开关变换器进行数值计算而得到其解的方法.采用这种方法不必重新建立电路模型,只需对局部电路建立仿真模型或等效子电路即可,其不足之处在于计算速度较慢.间接数字仿真法,是指在数值计算前,需要对开关变换器建立一个专用的、适用于数值解的仿真模型,如离散模型等,然后采用适当的数值算法求解,其优点是计算速度较快.解析建模法是指用解析表达式来描述开关变换器特性的建模方法.用解析建模法所得结果的优点是直观明了,物理概念清楚,可以利用线性电路和古典控制理论对开关变换器进行稳态和小信号分析,对设计有一定的指导意义.但其精度较差.解析建模、平均法、符号法及PFC电路的建模法等.离散法是以某一变量在一个载波周期中的若干个特定的离散点上的值为求解对象来建立其差分方程,求解这个差分方程得到其解,其优点是精度高,但分析程序复杂.平均法是在一个载波周期内对状态变量在某种意义下进行加,,求解这个状态方程得到其解.到目前为止,它仍是开关变换器建模理论中最为重大的成果.符号法的最大优点是能够求出状态变量纹波的表达式.由于PFC电路具有某些特殊的问题,所以需要用特殊的建模方法.第33卷第2期浙江大学学报(自然科学版Vol.33№.21999年3月JournalofZhejiangUniversity(NaturalScienceMar.1999图1开关变换器的分类示意图1状态空间平均法[1,2]假设功率开关管和二极管为理想开关.一个工作在CCM的PWM型2线性非时变电路来描述,:X=A1X+B1ui,Y=CTX.(12X+2,=T2X(开关关断(2式中A1,A2,,C1C2,Y是输出向量,X是状态变量向量,ui是常数.式(1和式(2,得基本状态空间平均方程:X=(dA1+d0A2X+(dB1+d0B2ui,Y=(dCT1+d0CT2X,(3式中d0=1-d,对于DC2DC变换器,ui=U是常数;对于PFC电路,ui=Uinsinωt.式(3称为变换器的基本状态平均方程.在此方程的基础上,可以得到其稳态和动态分析模型.评论状态平均法的优点是:简单,物理概念清楚,可以利用线性电路和古典控制理论对DC2DC变换器进行稳态和小信号分析,对设计有一定的指导意义.缺点是:在扰动信号的频率较高时,特别是接近载波频率的一半时,其准确度比离散法和数字仿真法低,同时也得不到其纹波表达式.总而言之,这是一种最重要的方法,有着重要的实用价值,得到了广泛的应用.平均理论的拓展:文献[3]对基本状态空间平均法进行了拓展,其基本思想是用积分方程替换微分方程,使得开关系统变为连续的分段线性化的自治系统.这种系统可以用自治系统的理论和方法来求解以及用特征根来判断其稳定性.这个方程还保留了开关变换器的分段线性的特点.上述方程可以用于闭环瞬态分析.评论文献[3]的主要贡献是:首先,从理论上给出了平均技术存在的条件,即Lipschitz条件;证明了渐近稳定的条件(渐近稳定是开关变换器的一大特点;给出了一阶纹波的仿真公式,并证明了载波频率升高时纹波幅度下降.2等效电路法[2]在开关变换器中,开关元件的作用是使某一支路以一定的占空比接通或断开,所以,这些元件071浙江大学学报(自然科学版1999年的电压和电流的平均值常常与电路中另外某条支路的电流或电压的平均值有关.因此,这些元件,其形式与具体的变换器有关.等效受控源算法是,保持原电路的拓扑结构和R,L,C元件均不变,开关元件用受控源来替代,得到一个含有受控源的电路.运用KCL和KVL以及各元件平均值伏安特性,求解等效电路,所得的各支路的电压和电流均为其平均值.评论这种方法与状态空间平均法所使用的条件、适用范围和得到的结果均相同.优点是等效电路与原电路相同,保留信息多,处理简单,概念清楚.缺点与状态空间平均法相同.三端开关器件电路模型法:三端开关器件是把功率开关管(有源元件和功率二极管看作一个整体,这个整体就称为三端开关器件,如图2所示.a端为有源端,p端为无源端,c端为公共端.三端开关器件的伏安特性可用如下两个重要关系式来描述.平均电流关系式:ia=dic,(4平均电压关系式:Vcp=dvap.(5式中的符号均表示扰动分量与稳态分量之和的平均值.图2图3三端开关器件的等效电路模型,PWM变换器中的开关元件,,如图3所示..在分析准谐振变换器时,三端开关器件的伏安特性可用式(1和(2来表示,只是式中的d应变为μ,μ是与负载电流规范值参数、负载电流的平均值、谐振电路的特征阻抗、谐振频率、输入电压等有关的函数.用三端开关器件模型分析准谐振变换器时,对电路的结构有所限制.针对这一问题,文献[4]提出了开关工作波形平均模型.其建模的方法是:对变换器中有源和无源开关器件的工作波形进行平均,,把无源开关器件用一个线性受控电流源来代替,其余线性元件保持不变,得其等效电路.用这种方法可以得到一个适用于PWM,ZVS和ZCS的统一模型,而且可以分析稳态和小信号扰动.评论三端开关器件电路模型法既可以进行稳态分析又可以进行动态分析,既可以进行大信号分析又可以用于电路设计.三端开关器件的等效电路模型在分析PWM变换器中的作用就象Ebers2Moll模型或h参数模型在分析放大器中的作用一样,用三端开关器件的等效电路模型等效开关元件,把开关变换器转换成等效的线性电路.3符号分析法[5,6]文献[5,6]提出了一种符号分析法.在解析式中,与纹波有关的各参量均由符号表示,故称之为符号分析法.符号分析法的基本原理是:把扰动法和谐波平衡法相结合,求解开关变换器的时变方程.评论这种方法的最大优点是能够求出状态变量的纹波解析式.但是,因为在列写开关变换器的时变方程时使用了状态平均的概念,所以符号分析法也是一种平均法,但不同于第1和第2节171第2期张卫平等:开关变换器建模方法综述中介绍的平均法,其原因是,它不要求扰动信号的频率远低于载波频率,也不要求扰动量的幅度远小于其平均值,同时可以求出其纹波的幅值而且精度是可控的.简而言之,符号分析法是利用了变量均为周期函数的特性,把一个时变微分方程变为一个线性方程组.4离散时域建模法从70年代末期开始,出现了许多离散时域建模方法.这些方法大致可分为如下几类[2],第一类是分段线性化连续或离散建模方法,第二类是基于数值求解的建模方法.在这些方法中有些使用了状态方程,另一些使用了节点法或修改的节点法.离散时域建模法的主要思路:列出变换器的分段线性化状态方程后,找出状态转换律,并得出非线性差分方程,然后,用牛顿迭代法求出其精确的平衡点.在求解非线性差分方程时,需要确定开关转换时间,即需要确定各分段线性化的边界条件.非线性差分方程的解就是大信号瞬态响应.小信号分析时,先在平衡点附近对系统进行线性化处理,得到其线性差分方程,用Z变换进行小信号分析.时域建模法的新进展:统一离散时域状态方程模型[7]:,解.联合状态变量的时域模型[8]:为了确保其收敛,.这种方法有如下两个主要改进:首先,,;其次是把用于控制开关的变量作为输入变量..由于在这个模型中状,所以称之为联合状态变量时域模型.5[9,10]开关变换器的非线性来自开关和非线性储能元件,例如,饱和电感和非线性陶瓷电容.为了提高工作频率,减少损耗,缓冲技术和软开关技术得到了广泛使用.因此,陶瓷电容应用增多,这样使得变换器的非线性程度增强.最新研究表明,在仿真非线性电路时,若变量的变化速率变得极端高时,用小步长仿真时会出现数字不稳定.这个结论对开关变换器高频化提出了一个严重的挑战,即高频化使得原有的仿真技术可能将不再适用.近年来提出了一种称之为传输线建模技术TLM(Transimissionlinemodeling,这是一种离散建模方法,它适用一般电路(包括开关变换器的仿真.TLM的建模原理是:把一个电路用离散方式表示为一个传输线网络;在这个传输线网络中,电流和电压是一个来回在节点之间跳跃的离散脉冲.与其它方法(例如,龙格2库塔法,或吉尔算法相比,TLM方法具有如下明显的优点:首先,它能解释因分布参数引起的建模误差.最新研究结果表明,TLM可以象吉尔算法一样实现变步长积分、电路解耦和并行处理.这些算法可以省时百分之三十.TLM的吸引力不仅在于其可以建立通用电路模型及提供一种有效的算法,而且可以提供一种快速有效的工业用实时仿真器.80年代末期,S.Y.R.HUI将TLM引入到开关变换器分析中.这种模型能用一个与开关状态无关的常数矩阵来描述开关变换器,因此使其系统具有线性特性.TLM还可以用来为开关管和二极管建模,得到一个非线性TLM(简写NLTLM.在NLTLM中,把开关器件用无源元件来替代.在已有成果的基础上,S.Y.R.HUI在1995年提出了较为实用的模型[9],形成了TLM的基本理论,下面介绍其主要结论.271浙江大学学报(自然科学版1999年如图4(a所示,用一段远端开路的传输线(称之为节来模拟电容C,传输时间是一个脉冲间隔T,该电容的电抗ZC和分布电感LS由式(6确定,ZC=TΠ2C,LS=T2Π4C.(6在图4(a中,ViC表示入射激励脉冲,VrC表示反射脉冲.在图4(b中,电感L用一段远端短路传输线(称之为闭合环来描述,相应的公式如下,ZC=2LΠT,CS=T2Π4L.(7由等效电路可得,V=Vi+Vr,(8V=iZ+2Vi.(9对于远端开路的节而言,入射脉冲传输到远端后全部反射回来,并变为下一个脉冲,因此有:ViC(k+1=+ViC(k;(10对于一个环来说,入射波在远端反相,所以有ViL(k+1=-ViL(k,(11式中,k表示第k个步长.(a电容;(b电感图4电容、电感的TL模型及等效电路如图5所示,开关可用电感和电容来模拟.当开关闭合时,用电感来模拟;当开关打开时,用电容来模拟,其端口电压ViSW为:图5开关的TL模型ViSW(k+1=+VrSW(k,开关关断,-VrSW(k,开关闭合.(12文献[10]提出了解耦方法和多级放大器的分析方法.解耦方法:由级间电容C(滤波电容联接的电路A和电路B组成了一个两级开关变换器,把级间电容C用传输线替代.由于电路A和电路B均与传输线相连接,因此,其等效负载均为特征阻抗.故这个电路可以解耦成为两个分离电路.多级开关变换器的解耦分析方法:在一个多级开关电源中,整流器一般工作在50～60Hz,DC2DC工作在2×104～1×106Hz,直流负载工作在零频.因此,一个开关电源各级之间的工作频率相差甚远.传统的方法是把整个电路看为一个整体作仿真,这样太浪费时间.若采用解耦方法并采用变步长求解,其结果比传统的方法省时三分之二.6PFC电路的分析方法[11,12]在80年代后期,开关电源的功率因数有源校正技术引起了国内外许多学者的重视.PFC电路是一种新型变换器,需要用特殊的分析方法.其主要原因如下:首先,它的输入为一个全波整流波形;其次这个电路存在着两种调制,一种是正弦脉宽调制,另一种是脉冲幅度调制,371第2期张卫平等:开关变换器建模方法综述174浙(自然科学版江大学学报1999年在负反馈的作用下相互耦合,因此,分析这种电路具有一定的难度.实质上,PFC电路是一个非线性、周期时变的开关系统.下面以常见的Boost型PFC电路为例,介绍几种建模方式.[11]TS时间连续的平均模型:假设①输出电压Uo(t在一个载波周期TS内的纹波为零;②输入电流的表达式为:Ii(t=K(tuin(t,其中,uin(t是全波整流输入电压,k(t是具有电导特性的系数;③开关是无损耗的;④负载是由一个电阻R和一个恒功率负载P并联组成.根据功率守恒,得到如下时间连续平均模型,2222u0(t1d(u0(t1d[k(tuin(t]C=k(tuin(tL-P,2dt2dtR式中,uo(t是平均状态变量,L是电感,C是输出电容.这是一个一阶大信号模型.(13对式(13在一个电网周期T内平均,并令y为输出电压的平均值,得到时间T连续的模型;对方程(13进行小信号扰动,得到其小信号模型;对方程(13进行离散化处理,得到采样时间TS模型.三频分析法[12]:根据PFC电路同时工作在数值相差较大的三个频段上,即:直流、市电频率和载波频率,因此,可在三个不同频段研究其电路的特性.文献[12]提出了PFC电路的三频分析法———直流等效分析法、低频分析法和高频分析法.这是一种解析分析方法.7结论开关变换器的建模和分析方法是开关变换器研究的一个重要方面.本文对六种建模方法的主要成果进行了系统的介绍、归纳和评述.下面对其主要成果进行简要总结.(1状态平均法.这种方法可应用于开关变换器的稳态和动态小信号的解析分析,具有简单、物理概念清楚及分析结果对设计有一定的指导意义等明显的优点,但分析结果的精度较差;(2等效电路法.这种方法与状态平均法具有相同的应用范围,亦能得到相同结果,其独有特点是等效电路与原电路相同,保留信息多,处理简单,概念清楚.其缺点与状态平均法相同;(3符号分析法.这种方法最大的优点是能够求出状态变量的纹波表达式;(4离散时域建模法.这种建模方法可为开关变换器建立一个时变的非线性模型,这种模型既可用于小信号分析,亦可用于大信号分析;(5传输线建模.这种建模方法是把分析小信号多级放大器的思路应用于功率开关变换的分析,用传输线模型进行级间解耦,具有节省仿真时间、适合于高频开关变换器的仿真等优点;(6PFC电路的建模.PFC电路是一个非线性2周期时变的开关系统,近年来出现了几种工程分析法和数值建模法,但仍未找到周期时变的解析解.由于开关变换器的高频化,使得软开关技术飞速发展,适用于软开关技术的解析建模法将是一法的出现,需要研究出与之相适应的建模方法;随着PFC电路尤其大功率三相PFC电路的出现,需要利用更有效的数学工具分析和设计这种电路.总而言之,开关变换器的高频化、软开关技术、新的控制技术和新的拓扑结构等都给建模提出了许多急待解决的问题.参考文献[1]MiddlebrookRD,CukS.Ageneralunifiedapproachtomodellingswitching2converterpowerstages[A].ProceedingofIEEEPESC[C].LosAngeles:IEEEPESociety,1976.[2]蔡宣三,龚绍文.高频功率电子学———直流—直流变换部分[M].北京:科学出版社,1993.[3]BrandL,BassRM.Extensionofaveragingtheoryforpowerelectronicsystems[J].IEEETransonPE,1996,11(4:542～个重要的研究课题.随着相控技术、平均值控制技术、电荷控制技术、滞后控制技术等新的控制方第2期张卫平等:开关变换器建模方法综述553.[4].准谐振及PWM型变流器开关波平均法[J].电工技术学报,1996,11(1:38～42.高潮[5]林波涛,丘水生.PWM开关变换器的符号分析法[J].电子学报,1996,24(9:83～87.[6]丘水生.开关功率变换器的符号分析方法原理[J].电子学报,1997,25(1:5～10.175[7]KreinPT,BassRM.Geometricformulation,Classificationandmethodsforpowerelectronicsystems[J].IEEEPESCRec,1990,499～505.[8]JoseM.Aunifieddiscrete2timestate2spacemodelforswitchingconverter[J].IEEETransonPE,1995,10(6:694～707.10(1:48～54.TransonPE,1996,11(3:405～411.[12]张卫平,吴兆麟,赵徐森,等.PFC电路的三频分析法[J].电子学报,1997,25(11:46～47.[9]HuiSYR.Modelingnon2linearpowerelectroniccircuitswiththetransmission2linetechnique[J].IEEETransonPe,1995,[10]FungKK.Fastsimulationofmultistagepowerelectronicsystemswithwidelyseparatedoperatingfrequences[J].IEEE[11]SandersSR.Effectsofnonzeroinputsourceimpedenceoncolsed2loopstabilityofaunitypowerfactorconverter[A].Procingmodels,equivalentcircuitmodels,transmissionlinemodelsandthemodelsforPFC,havebeenreviewed,theirmeritsandlimtationsareremarked,whichreflecttherecentestachievementsinthisfield.Keywords:modeling;powerconverter;transmissionlinemodel;PFCAbstract:Inthispaper,thesixclassesofmainanalysizingmethodsforpowerconverters,suchasstateaverag2(责任编辑:陈波ofPCIM2PowerConversion[C].LosAngeles:IEEEPESociety,1989.1Reviewofmodelingforpowerconverter(1.Dept.ofElectricalEngineering,ZhejiangUniv.,Hangzhou310027,China;2.Dept.ofElectronicEngineering,BeijingCollegeofElectronicTechnology,Beijing100041,ChinaZHANGWei2ping,WUZhao2lin,LIJie12第４０卷第１期电力电子技术Ｖ０１．４０，Ｎｏ．１兰塑鱼量圣笪墅些些曼！！！！翼坠ｉ塑！！垒型！望！至墅一种三电平双管正激软开关变换器研究闫之峰，马晓军，魏曙光（装甲兵工程学院，北京１０００７２）摘要：介绍了一种三电平双管正激软开关变换器（Ｔｈｒｅｅ．１ｅｖｅｌＤｏｕｂｌｅＦｏⅣａＩｄｓｏｆｔ．ｓｗｉｔｃｈｉｎｇＣｏｎｖｅｎｅｒ，ＴＤＦＣ）拓扑结构，在该拓扑结构中，变压器初级采用了两组双管正激电路串联，变压器次级电路并联，从而使变换器同时具有三电平电路和双管正激变换器的优点。软开关技术的应用减少了电磁干扰和功率损耗，提高了变换器的功率密度和转换效率。通过Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ软件对电路进行了仿真，仿真结果证实该电路比双管正激软开关电路优越。最后利用三电平双管正激软开关技术成功研制了１２０Ａ，２８Ｖ的开关电源。关键词：变换器／三电平；双管正激；软开关；开关电源中图分类号：ＴＭ４６文献标识码：Ａ文章编号：１０００－１００Ｘ（２００６）Ｏｌ一００１８—０３ＲｅｓｅａｒｃｈｏｎｔｈｅＴｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌＤｏｕｂｌｅＦｏｒｗａｒｄＳｏｆｔ．ｓｗｉｔｃｈｉｎｇＣｏｎｖｅｒｔｅｒＹＡＮＺｈｉ—ｆｅｎｇ，ＭＡＸｉａｏ－ｊｕｎ，ＷＥＩＳｈｕ—ｇｕａｎｇ（ＡｃⅡ如，砂矿Ａ舢ｒｅｄＦｏｒｃｅｓＥ，四聊ｅ而昭，＆驴ｉ曙１０００７２，吼ｉ凡。）Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｉｓｐ印ｅｒｉｌｌｕｓｔｒａｔｅｓａＴｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌＤｏｕｂｌｅＦｏ州ａｒｄｓｏｆｔ—ｓｗｉｔｃｈｉｎｇＣｏｎｖｅｎｅｒ（ＴＤＦＣ）．ＴＤＦＣｉｓｃｏｍｐｏｓｅｄｏｆｂｏｔｈｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｄｏｕｂｌｅｆｏｎｖａｒｄｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ（ＤＦＣ）ｗｈｏｓｅｉｎｐｕｔｐｏｒｔｓａｒｅｃｏｎｎｅｃｔｅｄｉｎｓｅｒｉｅｓａｔｔｍｎｓｆｏ珊ｅｒ’ｓｐｒｉｍａｒｙａｎｄｔｈｅｏｕｔｐｕｔｓａｒｅｃｏｎｎｅｃｔｅｄｉｎｐａｍｌｌｅｌａｔｓｅｃｏｎｄａｒｙ．ＴｈｕｓＴＤＦＣｈａｓｔｈｅａｄｖａｎｔａｇｅｏｆｔｈｅｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌｃｉｒｃｕｉｔａｎｄＤＦＣ．７ｒｈｅｓｏｆｔ—ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｃａｎｒｅｄｕｃｅｔｈｅＥＭＩａｎｄｐｏｗｅｒｌｏｓｓｅｓａｎｄ７ｉｍｐｍｖｅｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｐｏｗｅｒｄｅｎｓｉｔｙａＩｌｄｅ伍ｃｉｅｎｃｙ．ＴｈｉｓＴＤＦＣｉｓｓｉｍｕＩａｔｅｄｂｙＭａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ，ａｎｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｈｓｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｅｔｈｅａｄｖａｎｔａｇｅｏｆＴＤＦＣ．Ａｔｌａｓｔ，１５０Ａ，２８ＶｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｉｓｍａｎｕｆａｃｔｕｒｅｄｂｙｕｓｉｎｇＴＤＦＣ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ／ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ；ｄｏｕＭｅｆｏｒｗａｒｄ；ｓｏｆｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇ；ｓｗｊｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ１引言波电感和电容值均为无穷大．其它器件均为理想器双管正激变换器克服了单管正激变换器开关管件。图ｌ示出ＴＤＦＣ拓扑结构。电压应力过高的缺点。而且不需要采用特殊的复位电路就能可靠地实现变压器的磁复１立【“。更重要的是，与全桥变换器和半桥变换器相比．其在结构上有抗桥臂直通的优点．因此已成为应用最为普遍的电路拓扑结构。三电平变换器可以使开关管电压应力进一步降低．有利于开关管的选择；同时，三电平变换器能减少输出谐波畸变，提高供电质量［２］。结合二者的优点。作者设计了一种三电平双管正激软开关图１’ｌ‘Ｄ－’Ｃ拓扑结构变换器（Ｔｈｒｅｅ一１ｅｖｅｌＤｏｕｂｌｅＦｏｒｗａｒｄｓｏｆｔ．ｓｗｉｔｃｈｉｎｇＴＤＦＣ的一个周期可分为１２个阶段．图２示出Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＴＤＦＣ）。通过将两个双管正激软开关电各开关模态的等效电路，图３示出其工作波形。下路的变压器初级串联，次级并联。从而使变换器同面以一路双管正激电路为例，介绍其具体工作过程。时具有三电平电路和双管正激软开关电路的优点．在％时刻之前，主开关管ＶＱ。，，ＶＱ以和辅助开很适合应用于初级输入电压高，输出功率大的关管ＶＱ心均处于关断状态，谐振电容电压“凸＝ｕ，，功率变换场合［引。负载电流厶流过续流二极管ＶＤ。。２电路工作原理（１）开关模态１［￡ｏ，￡１］（见图２ａ）在如时刻开假定输入滤波电容值Ｅ。，既为无穷大，且参数通ＶＱｄ，谐振电感￡。和谐振电容Ｃ。开始谐振工作，在ｆ。时刻，谐振电感电流也达到最大值，Ｍ凸下降为完全一致，则既＝既＝巩／２，变压器漏感为‰，输出滤零。在ｔ。时刻ｉｈ＿０，“凸＝一Ｕ。，主开关管ＶＱ。，，ＶＱ止两定稿日期：２００５—０７—３０端电压开始下降到零：作者简介：闰之峰（１９７８一），山东聊城人，男，博士研究ｒｒ生．研究方向电力电子与电力传动。玩（￡）＝』争ｓｉｎ∞。（￡一￡ｏ）（１）１８万方数据＝丝三塞±垒重里丝丝垂叁奎丝叁堑塞“ｃａ（￡）＝以ｃｏ蚴。（￡一￡ｏ）（２）式中Ｚａ＝Ｖｉ万ｃｃ，。：、厂丽于ｃａ限制了ＶＱ“和ＶＱ以上的电压上升率，ＶＱ。，和ＶＱ止为零电压关断。在￡，时刻，ｕ凸上升到零：ｕ＆（ｆ）＝一净＋寺（Ｈｚ）（５）“班等＋等（ｆ＿Ｄ一壶等卜Ｄ２（６）（４）开关模态４［ｆ３，￡。］（见图２ｄ）￡Ｍ与Ｃ。谐振工作，南流过续流二极管ＶＤ，，在ｆ。时刻，ｕ萨巩／２：ｕ凸（ｔ）＝，Ｍ（＋）ｚＭｌｓｉｌｌ６ＤＭｌ（ｔ—ｆ３）（７）矗（ｆ）＝ｉＭ（￡）：０ｋ（＋）ｃｏｓ６口Ｍ。（￡一岛）（８）式中磊，＝、／云了百ｃｃ，Ⅲ＝ｌ／、／瓦百（５）开关模态５［￡。，ｆ，］（见图２ｅ）当ｕ＆上升到Ｕ。后，二极管ＶＤ。。，ＶＤ以，ＶＤａ３，ＶＤｄ导通，将Ｍ凸箝位在Ｕ。，在￡，时刻，励磁电流ｉＭ减小到零，变压器完成磁复位：“啦，Ｍ（＋）、／・＿（案练）２一警（㈦（９）（６）开关模态６［￡，，￡６］（见图２ｆ）ｉｏ流过ＶＤ『，继续为负载提供能量。在％时刻，ＶＱ∞开通，另一路双管正激电路工作，开始下半个周期（ｅ）【’４～０５】（Ｄ【‘５～‘６】图２各开关模态等效电路工作，其工作过程和上半个开关周期完全一样。３仿真研究｝；ｊｒ舟＿．；；在双管正激软开关变换电路中，由于谐振电路ｄＫ｝《‘存在能量损耗，使得ｕ凸小于Ｕ。，没有真正实现主开，、｜【厂ｂ１关管的零电压导通［引。ＴＤＦＣ电路采用巧妙的电路设｛Ｉｌｕ／｜Ｉ，Ｌ—计，提高了ＭＤ，使其大于Ｕ。，达到了主开关管零电｝｝沪“。／２：压导通的目的，从而进一步提高了变换器效率。利用矗●¨ｎ，４ｌ～，Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ对ＴＤＦＣ和双管正激软开关变换器ｒＩ＿，进行了仿真，图４示出仿真波形。通过对比，进一步，，Ｍ（，ｊｌ———一＿＇＿—‘；一证实了ＴＤＦＣ的优越性。Ｉｋ、，；．｛．；？ｌｌ图３工作波形之４。。｝喜４楚３００｝．营３（２）开关模态２［ｔ。，ｔ２］（见图２ｂ）在￡Ｉ时刻零电压开通ＶＱ。。和ＶＱ止，加在变压器初级绕组上的电；｛００［享ｌｉ：。丰ｉ：压为以。／２，在￡：时刻关断ＶＱ。。，ＶＱａ２。Ｅ２．５２．５５２．６２６５２．７２．７５２．８励磁电流为：如（￡）＝祟Ｌ（￡一￡，）ｆ，ｍＳ（３）（ａｌｊｊ电平双符正激软开关变换器仿真波形厶ＬＭ式中三『～变压器初级激磁电感变压器初级电流为：ｉ，（￡）＝等＋—竿（Ｈ－）（４）（３）开关模态３［￡２，ｆ３］（见图２ｃ）在ｆ：时刻关断率２．５５２．６２．６５２．７２．７５２．８２．８５２．９ｆ／ｍｓＶＱ。。的ＶＱ以后，整流管ＶＤ。导通，负载折合到初级（ｂ）坝销’正激软开关变换器仿真波形的电流ｉ。和ｉＭ通过ＶＤ止和ＶＤ以同时给ｃａ充电，由图４仿真波形１９万方数据第４０巷第１期电力电子技术Ｖ０１．４ｕ，州ｏ．１至鲤鱼圭兰旦４！！些！！曼！！！！垫坠ｉ墼！！垒型！垡！三鲤鱼试验结果ＴＤＦｃ技术研制的开关电源具有体积小、重量轻、效由于ＴＤＦｃ同时具有三电平电路和双管正激变率高、可靠性高、电磁干扰小的优点，应用前景较好。５换器的优点．很适合于初级输入电压高．输出功率大的功率变换场合．而且与半桥和全桥变换器相比，结论三电平双管正激软开关变换器和两电平正激变ＴＤＦＣ不存在直通危险．因此该拓扑结构具有很高的可靠性［ｓ］和较强的工业应用价值。作者在理论分析的基础上，成功研制了１５０刖２８Ｖ的开关电源，其工作频率为１００ｋＨｚ。图５示出实验波形。换器相比具有以下优点：（１）由于三电平双管正激软开关变换器采用两套双管正激变换器组合而成，并交替工作。因此提高了变换器的输出功率，缩小了变换器的体积和重量；（２）三电平双管正激软开关变换器的谐振电容簿（ａ）二三电平双符正激软开关变换器辛符＿ｆ【ｊ驱动波形电压高于初级的输入电压．从而可以真正实现开关管的软开关．进一步减小开关损耗，有利于提高变换器的效率：（３）三电平双管正激软开关变换器可以减小开关管的电压应力，有利于开关管的选择，同时，三电平变换器能减少输出谐波畸变，提高供电质量。参考文献扛４卅斗叶：一…阮新波．直流开关电源的软开关技术［Ｍ］．北京：科学出版社．２０００．【２】龚广海．三电平双管正激变换器的研究【Ｄ】．浙江大学【硕图５实验波形士学位论文］．２００２．［３】冯翰．双管正激变换器组合技术的研究【Ｄ］．浙江大学由图５ａ示出的ＴＤＦＣ驱动电压和主开关电压波形可见．主开关实现了真正的软开关：由图５ｂ示出的双管正激软开关变换器的驱动电压和主开关管电压波形发现，驱动脉冲到来时．主开关两端仍有将近１００Ｖ的电压，未真正实现软开关。因此，采用［４】［硕士学位论文】，２００１．闫之峰．一种双管正激ｚＶＴ—ＰｗＭ开关电源的研制【Ｊ】．电力电子技术，２００５，３９（１）：８６～８８．【５］王聪．软开关功率变换器及其应用［Ｍ】．北京：科学出版社．２０００．（上接第１３页）逐渐变“胖”．其变化是无级的，可以实现电压利用率（线与相电压的峰值比）在１．１５～２之间连续调节，实现了在整个线电压变化范围内每～相一直有最大数目的单元模块参加叠加．以及利用５结论高压变频技术面临的问题实际上就是产品所要处理的高压要求与电力电子器件耐压不足两者之间的巨大落差。这种落差的存在也为研究工作提供了巨大的想像空间，多电平的技术路线也为控制算法的研究提供了极大的自由度．本文只是简单介绍了几种实用的方法，希望为同行提供一定参考。现有设备实现尽可能大的线电压输出．从而始终保证逆变单元具有最高的利用率。最佳的输出线电压波形和最小的谐波。经国家权威机构现场实际测试，运行在３０～５０Ｈｚ范围内时，其输出线电压谐波小于２．５９％．参考文献［１】马志刚，张皓．电力变换技术中的波形连续变换方法【Ｐ］．国家发明专利：ｚＬ９８１１７１９７．４，１９９８．［２】韩安荣．通用变频器及其应用（第２版）［Ｍ】．北京：机械工业出版社．２０００．【３】ｔ『５ｍｓ憾（ａ）５０Ｈｚｆｆｓｍｓ『格ｆｂｌ３０ＨｚＰＷＨａｍｍｏｎｄ．ＡＮｅｗＡｐｐｍａｃｈｔ０ＥｎｈａｎｃｅＰｏｗｅｒＱｕａｌｉ—ｔｙｆｂｒＭｅｄｉｕｍＶ０１ｔａｇｅＤｒｉｖｅｓ【Ａ］．ＰｅｔｒｏｌｅｕｍａｎｄＣｈｅｍｉｃａｌＩｎｄｕｓｔｒｙＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＲｅｅｏｒｄ７９５［Ｃ】．１９９５：２３１～２３５．图７ＣｗＭ装置输出ｏ，６相电压ｕ。，‰波形万方数据一种三电平双管正激软开关变换器研究作者单位：刊名：英文刊名：年，卷(期)：被引用次数：闫之峰，马晓军，魏曙光，YANZhi-feng，MAXiao-jun，WEIShu-guang装甲兵工程学院,北京,100072电力电子技术POWERELECTRONICS2006,40(1)3次参考文献(5条)1.阮新波直流开关电源的软开关技术20002.龚广海三电平双管正激变换器的研究[学位论文]20023.冯翰双管正激变换器组合技术的研究20014.闫之峰一种双管正激ZVT-PWM开关电源的研制[期刊论文]-电力电子技术2005(01)5.王聪软开关功率变换器及其应用2000引证文献(3条)1.石勇输出倍频级联不对称半桥三电平DC/DC变换器[期刊论文]-电力电子技术2021(1)2.吴小华.闫奎多用途智能充电器的设计与研究[期刊论文]-机电一体化2021(7)3.何仁平.魏伟新型自然软开关变流技术研究[期刊论文]-电力电子技术2021(4)1.引言

双正激变换器克服了正激变换器中开关电压应力高的缺点,每个开关管只需承受输入直流电压,不需要采用特殊的磁复位电路就可以保证变压器的可靠磁复位.它的每一个桥臂都是由一个二极管与一个开关管串联组成,不存在桥臂直通的危险,可靠性高.因此双正激变换器具有其它变换器无法比拟的优点,成为目前中大功率变换器中应用最多的拓扑之一.双正激组合变换器通过对双正激变换器进行并、串组合,可以克服其占空比只能小于0.5的缺点,提高变压器的利用率和变换器的等效占空比,适合应用于高输入和输出电压的大功率场合[1,2].

现代电源的发展方向是高频化、小型化、模块化、智能化,实现变换器的高功率密度、高效率和高可靠性.提高开关频率,减小磁性元件的体积和重量是提高变换器功率密度的有效措施.但是在硬开关状态下工作的变换器,随着开关频率的上升,一方面开关器件的开关损耗会成正比地增大,无源元件的损耗大幅度增加,效率大大降低;另一方面,过高的dv/dt和di/dt会产生严重的电磁干扰(EMI),影响变换器的可靠性.为了改善高频变换器开关的工作条件,减小开关损耗和电磁干扰,各种软开关技术应用而生,包括无源软开关技术与ZVS/ZCS谐振、准谐振、ZVS/ZCS-PWM、ZVT/ZCT-PWM等有源软开关技术.

近年来国内外广大学者对双正激及其组合变换器的软开关技术进行了大量的研究.软开关拓扑大体上可分为三类,即应用无源辅助电路的无源软开关拓扑;应用有源辅助电路的有源软开关拓扑;不需辅助电路的软开关拓扑.本文系统地分析了这三类软开关拓扑,指出各种拓扑的特点和适用场合,给出简单的分析和评价,并选择了一种新型的ZVS双正激组合变换器,作为高压直流输入航空静止变流器DC/DC级拓扑,成功研制了一台4KW的双正激组合变换器,满载时效率高达95.51%.

2.应用无源辅助电路的无源软开关拓扑

2.1原边箝位型ZVZCS双正激变换器

文献[3]提出了一种原边箝位型ZVZCS双正激变换器如图1所示.原边箝位电路由辅助电感Lr和两个箝位二极管D3、D4组成.

图1原边箝位型ZVZCS双正激变换器

S1和S2开通时Lr的电流从零开始线性上升,从而减小了D6关断时的di/dt和电压尖峰,S1和S2为零电流开通.S1和S2关断时负载电流对开关管的结电容充电,S1和S2为零电压关断.该拓扑的优点是:通过简单的无源箝位电路减小了副边续流二极管反向恢复引起的电压尖峰,降低了电磁干扰,实现了开关管的零电流开通和零电压关断,适合应用于高压输出的大功率场合.缺点是变换器的开关管为容性开通.

2.2一种双正激电路的软关断拓扑

文献[4]提出了一种双正激电路的软关断拓扑如图2所示.通过比开关结电容大得多的谐振电容C1、C2限制开关电压的上升速度,从而实现开关管的ZVS关断.由Lr、C1、C2D3、D4和D5构成的箝位电路是无损的,并能将变压器漏感所存储的能量全部返回到输入电源中.但是开关管开通时,谐振电流从开关管流过,增加了开关