四极透镜在漂移管直线加速器中的应用

四极透镜在漂移管直线加速器中的应用

中国的分散分裂钟（csys）是目前建设的中等规模分散分裂钟。主要结构采用直线处理器（涟力）注入速度同步处理器（rcs）。直线加速器由H-离子源、低能束流传输段、射频四极加速器(RFQ)、中能束流传输段、漂移管直线加速器(DTL)和高能束流传输线组成。DTL把来自RFQ的H-束流加速到70MeV,注入到RCS环中。目前,正在进行一期工程部分关键技术的预制研究。对于高流强的DTL加速器,低能端的聚焦透镜是技术上的一个瓶颈问题,高热负荷所需的水冷与漂移管狭窄的空间是问题的关键。CSNS采用空心导线绕组的电磁透镜方案,并且为了避免常规的直流激励引起漂移管热变形,该电磁透镜工作在脉冲模式:脉冲频率为25Hz,工作比为30%。因此,电磁透镜电源选择缓慢上升(如5～10ms)、长平顶(1～2ms)的大电流矩形脉冲激励方案,其脉冲宽度为2ms,平顶稳定度和顶降稳定度小于0.1%,对上升沿和下降沿不要求,其电参数如表1所示。目前电源设计为每台电源给两块磁铁串联供电,表2给出了详细的电源技术指标。1样品电源的焊接方案工程中常用的脉冲形成方式有:脉冲形成线(PFN)、硬管调制和可编程功率放大。1.1脉冲宽度ln及截止频率ls脉冲形成线(PFN)是一种常见的脉冲形成方式,通常用于产生窄脉冲。该电路由多级LC谐振回路串联而成(图1)。图中,Lm和Rm为负载参数,Lo=…Ln=L,Co=…=Cn=C,则形成的脉冲宽度T=2n(LC)1/2,回路的截止频率fc=1/[π(LC)1/2],由此可见,要形成宽脉冲,可增大LC乘积及其级数n。但是,LC乘积增大将导致回路截止频率降低,这就意味着脉冲平顶的纹波增大,使平顶的稳定度难以满足0.1%的要求。若缘此而减小LC乘积,则实现毫秒级脉冲宽度需很大的n值,这在工程上并不现实。1.2放电负载电压如图2,K1、K2为可控开关器件,如IGBT,(InsulatedGateBipolarTransistor,绝缘栅双极型晶体管),V1、K1组成前级充电机,为电容器组C充电。放电时,K1断开,K2闭合,C通过负载放电,形成所需脉冲。D为反向续流二极管,L为连接电缆的杂散电感,R=20mΩ,为连接电缆的直流电阻,Lm和Rm为负载参数,则负载等效电阻Reff=R+Rm=38mΩ。由于负载的最大峰值电流Imax=600A,在2ms的平顶期间电容器组C所需要电荷量:Q=Imax×t=1.2C。根据技术指标要求,负载电流波动<0.1%,因此电压波动∆V<V×0.1%=ReffImax×0.1%=22.8mV,则电容器组的容量C>Q/∆V=53F,不可能在工程上实现。1.3硬管调制+线性调制相结合的数控机制方案按主回路拓扑结构,这种脉冲形成方式可分为线性功率放大器和开关型。前者损耗大、效率低;后者效率高,但调节回路动态响应快、设计难度高、造价高。在预研阶段,这两种方案均不可取的。综合上述三种方案,我们选取了硬管调制和线性调制相结合的方案(图2),通过选择开关管K2的工作区域,使其在负载电流上升到设定值后进入线性区,以补偿C上的电压降落,保持输出电流的稳定,从而减小C的容量。这个方案充分利用了线性调制的优点:稳定特性好、响应速度快;并配有万分之一的电流传感器,完全可以达到平顶电流精度指标。2电池放电过程电路图3给出了样机电源的电路拓扑。其中:Ui为开关型直流稳压电源即前级充电机提供的直流电压,U0为输出脉冲电压,C为储能电容,D为续流二极管,K为开关管IGBT,R1为IGBT工作在线性区时的内阻,R为负载直流电阻+连接电缆的直流电阻,L为负载电感+连接电缆的杂散电感。首先由前级充电机向大容量储能电容C充电,充电时间要求<30ms,充电完毕,通过开关管K向负载放电。图4为电源放电过程中,储能电容C的电压与负载电流的波形变化。(1)0～t1,开关管K处于饱和导通状态K饱和导通时,R1≈0,续流二极管D处于反向截止状态,储能电容C通过开关器件K向电感L放电,电感L储能过程中,负载电流呈指数上升。因为C的容量很大,在t1时间段,uc≈Ui。其电路方程式为:则有:iL(t)=Ui(1–e–t/τ)/R,其中τ=L/R。(2)t1～t2,开关管K处于线性放大区当K处于线性放大区时,diL/dt≈0,电感电压几乎为零,电感如同短路。这时,全部电压将施加于R1和R两端,电流I=uc/(R1+R),而电容上的电压uc呈指数下降,为确保电流I的恒定,须通过电流环调节器调节开关管K的内阻R1。其电路方程式为:(3)t2～t3,开关管K处于截止状态当开关管K处于截止状态时,充电机向储能电容C充电,电感L上的能量通过续流二极管向电阻R放电。此时,电路方程式如下:则有:iL(t)=Ie–t/τ。3样机电源的输出电流曲线为验证上述分析结果,用Pspice软件对样机电路进行仿真。选用型号为CM300HA-12H的IGBT为开关器件,500Hz下,一只IGBT可输出160A,采用5只并联,则可输出800A。电容选用0.198F以提高储能能力,前级充电电压为43V。图5为输出300A的电流波形。图6为输出600A的电流波形。可见,模拟结果与分析结果基本相同。由图5和图6,输出电流有一个很大的过冲,超出电源设计指标(<5%)。这是由于从0～t1,开关K处于开通状态,输出电流的变化遵从式(1),但电流调节环的时间常数大于输出电流上升时间,电流调节环作用滞后,导致输出电流上冲。样机设计中,我们在IGBT的驱动电路中增加稳压二极管和积分电路,限制上升段电流给定值与回采电压差,使输出电流过冲达到指标,输出电流上升沿虽由此变缓,但未超设计指标。按上述原理研制了一台样机电源。其中,开关管K由5只IGBT并联而成,每只串联均流电阻,前级充电机工作在谐振方式,在输出电流降为零后开始为储能电容C充电,充电电压50V。负载由电阻箱和电缆构成,电缆盘成空心电感,模拟实际磁铁和传输电缆的电感量总和,测试时的参数为1