全桥移相开关电源设计毕业论文

全桥移相开关电源设计毕业论文目录TOC\o"1-5"\h\z摘要 1ABSTRACT 2\o"CurrentDocument"第一章引言 4\o"CurrentDocument"1.1开关电源简介 4\o"CurrentDocument"1.2开关电源的发展动向 4\o"CurrentDocument"1.3本设计的主要容 5\o"CurrentDocument"第二章相关电力电子器件介绍 6\o"CurrentDocument"2.1二极管 6\o"CurrentDocument"2.2双极型晶体管 7\o"CurrentDocument"2.3光电三极管 8....\o"CurrentDocument"2.4场效应管 8\o"CurrentDocument"第三章UC3875原理和应用 10uc3875简介 10....\o"CurrentDocument"uc387各个管脚简要说明 10uc3875的特点 12...\o"CurrentDocument"UC3875的应用 12\o"CurrentDocument"第四章PWM控制技术 14\o"CurrentDocument"PWM控制 14\o"CurrentDocument"PWM控制的基本原理 14..PWM控制具体过程 1.5...\o"CurrentDocument"PWM空制的优点 15\o"CurrentDocument"4.1.4几种PWM控制方法 16PWM逆变电路及其控制方法 18..4.2.1计算法和调制法 18\o"CurrentDocument"4.2.2异步调制和同步调制 21..\o"CurrentDocument"第五章电力变换电路介绍 23\o"CurrentDocument"5.1整流电路 23\o"CurrentDocument"5.1.1桥式不可控整流电路 23..\o"CurrentDocument"5.1.2单相桥式全控整流电路 24..5.2逆变电路 25....TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"5.2.1逆变电路的基本工作原理 26..\o"CurrentDocument"5.2.2电压型逆变电路 26...\o"CurrentDocument"第六章ZVS-PWM全桥移相开关电源设 2.8..6.1电路图设计 28....\o"CurrentDocument"6.2电路图原理 28...总结 32\o"CurrentDocument"致谢 33\o"CurrentDocument"参考文献 34第一章引言1.1开关电源简介开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。开关电源中应用的电力电子器件主要为二极管、IGBT和MOSFET°SCR在开关电源输入整流电路及软启动电路中有少量应用，GTR驱动困难，开关频率低，逐渐被IGBT和MOSFET取代。开关电源的三个条件1、 开关：电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态2、 高频：电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频3、 直流：开关电源输出的是直流而不是交流人们在开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类，DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但AC/DC的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。1.2开关电源的发展动向开关电源在发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化其噪声也必将随着增大，而采用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，以使得该项技术得以实用化。电力电子技术的不断创新，使开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度，就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。1.3本设计的主要容利用相移脉宽调制零电压谐振技术和相移脉宽调制谐振控制器UC3875的性能及在其在功率变换中的应用采用UC3875设计全桥零电压软开关功率变换电路控制电路简单,性能稳定可靠，效率达90%。本文第二、三、四章介绍了相关电力电子期间，整流、逆变电路基础知识，UC3875的特性以及PWM控制技术。第五章系统的阐述了本设计的全部容，重点介绍了ZVS逆变电路的各个状态的工作模式，系统的分析了UC3875控制电路设计原理，并对电压检测反馈电路和过电流保护进行了设计和分析，使电路的稳定性和安全性进一步提第二章相关电力电子器件介绍在电气设备或电力系统中，直接承担电能的变换或控制任务的电路被称为主电路。电力电子器件是指可直接用于处理电能的主电路中，实现电能的变换或控制的电子器件。同我们在学习电子技术基础时广泛接触的处理信息的电子器件一样，广义上电力电子器件可分为电真空器件和半导体器件两类。但是，自20世纪50年代以来，除了在频率很高（如微波）的大功率高频电源中还在使用真空管外，基于半导体材料的电力电子器件已逐步取代了以前的汞弧整流器、闸流管等电真空器件，成为电能变换和控制领域的绝对主力。因此，电力电子器件目前也往往专指电力半导体器件。与普通半导体器件一样，目前电力半导体器件所采用的主要材料仍然是硅。二极管将PN结用外壳封装起来，并加上电极引线就构成了半导体二极管，简称二极管。由P区引出的电极为阳极，由N区引出的电极为阴极。与PN结一样，二极管具有单向导电性。但是，由于二极管存在半导体体电阻和引线电阻，所以当外加正向电压时，在电流相同的情况下，二极管的端电压大于PN结上的压降；或者说，在外加正向电压相同的情况下，二极管的正向电流要小于PN结的电流；在大电流情况下，这种情况更为明显。另外，由于二极管表面漏电流的存在，使外加反向电压时的电流增大。实测二极管的伏安特性时发现，只有在正向电压足够大时，正向电流才从零隋端电压按指数规律增大。使二极管开始导通的临界电压称为开启电压UON。当二极管所加反向电压的数值足够大时，反向电流为Is。反向电压太大将使二极管击穿，不同型号二极管的击穿电压差别很大，从几十伏到几千伏。稳压二极管是一种硅材料制成的面接触型晶体二极管，简称稳压管。稳压管在反向击穿时，在一定的电流围（或者说在一定的功率损耗围），端电压几乎不变，表现出稳压特性，因而广泛用于稳压电源与限幅电路之中。稳压管有着与普通二极管相似的伏安特性，其正向特性为指数曲线。当稳压管外加反向电压的数值大到一定程度时则击穿，击穿区的曲线很陡，几乎平行于纵轴，表图2.1二极管符号2.2双极型晶体管双极型晶体管(BJT)又称晶体三极管、半导体三极管等，后面简称晶体管。晶体管分为小功率管，中功率管，大功率管。根据不同的掺杂方式在同一个硅片上制造出三个掺杂区域，并形成两个PN结，就构成晶体管。采用平面工艺制成的NPN型材料晶体管为于中间的P区称为基区，它很薄且杂质浓度很低；位于上层的N区是发射区，掺杂浓度很高；位于下层的N去是集电区，因而集电结面积很大；晶体管的外特性与三个区域的上述特点紧密相关。它们所引出的三个电极分别为基极b、发射极e和集电极c。图2.2(a)所示为NPN型管和PNP型管的符号。NPN那 PNP犁图2.2(a)晶体管符号放大是对模拟信号最基本的处理。在生产实际和科学实验中，从传感器获得的信号都很微弱，只有经过放大后才能作进一步的处理，或者使之具有足够的能量来推动执行机构。晶体管是放大电路的核心原件，它能够控制能量的转换，将输入的任何微小变化不失真地放大输出，放大的对象是变化量。图2.2(b)所示为基本的放大电路，AUi为输入电压信号，它接入基极-发射极回路，称为输入回路；放大后的信号在集电极-发射极回路，称为输出回路。由于发射极是两个回路的公共端，故称该电路为共射放大电路。因为晶体管工作在放大状态的外部条件是发射结正向偏置且集电结反向偏置，所以在输入回路应加基极电源VR；BB在输出回路应加集电极电源V。V和V的极性应如图2.2(b)所示，且V大于V。CC BB CC CC BB晶体管的放大作用表现为小的基极电流可以控制大的集电极电流。图2.2(b)基本共射放大电路2.3光电三极管光电三极管依据光照的强度来控制集电极电流的大小,其功能可等效为一只光电二极管与一只晶体管相连并仅引出集电极与发射极。如图2.3(a)所示，其符号如图(b)所示，常见外形如图(c)所示.图2.3(a)等效电路图 (b)符号 (c)实物图光电三极管与普通三极管的输出特性曲线想类似只是将参变量基极电流1^用入B射光照度E取代，如图2.3(d)所示。无光照时的集电流称为暗电流I闻，他比光电CEO二极管的暗电流约大两倍；而且受温度的影响很大，温度每上升25宅。Ho上升约10背。有光照时的集电极电流称为光电流。当管压降—足够大时，i几乎仅仅决定于入CE c射光照度E。对于不同型号的光电三极管，当入射光照度E为1000lx时，光电流从小于1000mA到几毫安不等。使用光电三极管时，也应特别注意其反向击穿电压、最高工作电压、最大集电极功耗等极限参数。

2.4场效应管场效应管是利用输入回路的电场效应来控制输出回路电流的一种半导体器并件，以此命名。由于它仅靠半导体中的多数载流子导电，又称单极型晶体管。场效应管不但具备双极型晶体管体积小、重量轻、寿命长等优点，而且输入回路的阻高达107-1012Q，噪声低，热稳定性好，抗辐射能力强，且比后者耗电省，这些优点使之从60年代诞生起就广泛地应用于各种电力电路之中。如果在制造MOS管时，在SiQ绝缘层中掺人大量正离子，那么即使U=0，在正2 GS离子作用下P型衬底表层也存在反型层，即漏一源之间存在导电沟道，只要在漏一源间加正向电压，就会产生漏极电流，如图2.4(a)所示。并且—为正时，反型层变宽，GS沟道电阻变小，i增大；反之，UQ为负时，反型层变窄，沟道电阻变大，i减小。而TOC\o"1-5"\h\zD GS D当从零减小到一定值时，反型层消失，漏一源之间导电沟道消失，i=0。此时的GS DUg称为夹断电压U屮。与N沟道结型场效应管相同，N沟道耗尽型MOS管的夹断电压GS (off)也为负值；但是，前者只能在U$0的情况下工作，而后者的比可以在正、负值的一GS GS定围实现对iD的控制，且仍保持栅一源间有非常大的绝缘电阻。耗尽型MOS管的符号见图2.4(b)所示。图2.4(b)符号图第三章UC3875原理和应用uc3875简介Unitrode公司的UC3875，它有4个独立的输出驱动端可以直接驱动四只功率M0SFET管，见图3.1，其中0UTA和OUTB相位相反，OUTC和0UTD相位相反，而0UTC和0UTD相对于0UTA和0UTB的相位&是可调的，也正是通过调节&的大小来进行PWM控制的。r»：i[FE/AOlITr»：i[FE/AOlIT匡IW)EESOFI-SWKlEOPI.aY$FTCjTiEon'uKOUTcl^图3.1GWDRAMFSLOPE1)1IAYSETA/3OUIAouraPWRGKI'Juc387引|脚图3.1.1uc3875各个管脚简要说明UC3875有20脚和28脚两种，这里仅介绍20脚的UC3875的管脚功能，表3.1.1为管脚功能简要说明。表3.1.1uc387管脚功能表PIN功能PIN功能1VREF基准电压10VCC电源电压2E/A0UT误差放大器的输出11VIN芯片供电电源3E/A—误差放大器的反相输入12PWRGND电源地4E/A+误差放大器的同相输入16FREQSET频率设置端5C/S+电流检测17CL0CK/SYNC时钟/同步6S0FT—START软起动18SL0PE陡度7,15DELAYSETA/B,C/D输出延迟控制19RAMP斜波14,13,9,80UTA〜0UTD输出A〜D20GND信号地管脚1可输出精确的5V基准电压，其电流可以达到60mA。当VIN比较低时，芯片进入欠压锁定状态VREF消失。直到VREF达到4.75V以上时才脱离欠压锁定状态。最好的办法是接一个0.1“F旁路电容到信号地。管脚2为电压反馈增益控制端，当误差放大器的输出电压低于1V时实现0°相移。管脚3为误差放大器的反相输入端，该脚通常利用分压电阻检测输出电源电压。管脚4为误差放大器的同相输入端，该脚与基准电压相连，以检测E/A-端的输出电源电压。管脚5为电流检测端，该脚为电流故障比较器的同相输入端，其基准设置为部固定2.5V（由VREF分压）。当该脚的电压超过2.5V时电流故障动作，输出被关断，软起动复位，此脚可实现过流保护。管脚6为软起动端，当输入电压（VIN）低于欠压锁定阈值（10.75V）时，该脚保持地电平，当VIN正常时该脚通过部9“A电流源上升到4.8V，如果出现电流故障时该脚电压从4.8V下降到0V，此脚可实现过压保护。管脚7、15为输出延迟控制端，通过设置该脚到地之间的电流来设置死区，加于同一桥臂两管驱动脉冲之间，以实现两管零电压开通时的瞬态时间，两个半桥死区可单独提供以满足不同的瞬态时间。管脚14、13、9、8为输出OUTA〜OUTD端，该脚为2A的图腾柱输出，可驱动MOSFET和变压器。管脚10为电源电压端，该脚提供输出级所需电源，V通常接3V以上电源，cc最佳为12V。此脚应接一旁路电容到电源地。管脚11为芯片供电电源端，该脚提供芯片部数字、模拟电路部分的电源，接于12V稳压电源。为保证芯片正常工作，在该脚电压低于欠压锁定阈值（10.75V）时停止工作。此脚应接一旁路电容到信号地。管脚12为电源地端。其它相关的阻容网络与之并联，电源地和信号地应一点接地以降低噪声和直流降落。管脚16为频率设置端，该脚与地之间通过一个电阻和电容来设置振荡频率，具体计算公式为：f=4/什从）。管脚17为时钟/同步端，作为输出，提供时钟信号；作为输入，该脚提供一个同步点。最简单的用法是：具有不同振荡频率的多个UC3875可通过连接其同步端，使它们同步工作于最高频率。该脚也可使其同步工作于外部时钟频率，但外部时钟频率需大于芯片的时钟频率。管脚18为陡度端，该脚接一个电阻R将产生电流以形成斜波，连接这个电阻s到输入电压将提供电压反馈。管脚19为斜波端，该脚是PWM比较器的一个输入端，可通过一个电容CR连接到地，电压以下式陡度建立d/d=Vs/（RC）。该脚可通过很少的器件实现电流方vt sR式控制，同时提供陡度补偿。管脚20为信号地端，GND是所有电压的参考基准。频率设置端（FREQSET）的振荡电容（Cf），基准电压（VREF）端的旁路电容和VIN的旁路电容以及RAMP端斜波电容（CR）都应就近可靠地接于信号地。3.1.2uc3875的特点UC3875为20脚双列直插DIP封装，储存温度围为-65〜+150°C,工作温度围为-25〜+80C;工作结温150C;引线温度300C。其电路参数额定值为：电源电压20V;输出电流，直流015A，脉冲（015“s）3A;模拟I/0（脚1,2,3,4,5,6,7,15,16,17,18, 19）电平为-0.3〜5.3V。其特点如下：输出PWM脉冲0〜100%占空比，可编程控制输出导通延迟,电压或电流型拓扑相兼容,开关工作频率为1MHz,4个2A图腾柱输出，10MHz误差放大器，欠压锁定（UVLO）,低的软上升电流（150//A）,具有软启动控制，有全周再启动过流比较门限及可调基准等。UC3875用一个半桥支路对另一个半桥支路的相移开关实行全桥功率级的控制,使得固定频率脉宽调制与零电压谐振开关相结合。振荡器工作频率约2MHz,实际应用的开关频率为1MHz;另外,控制器带时钟/同步端,可由外部信号对其同步。3.2UC3875勺应用图3.2典型应用电路（1）死区时间的设置UC3875的输出驱动信号和零电压开关的延迟时间由延迟设定（7脚和15脚）的R62、C46和R6i、C45确定，这样，在不同的负载电流下，可产生一个工作周期脉冲上升沿和下降沿不同的过渡转换时间。若产生过渡转换失真，将导致桥式变换器不能正常工作于ZVS工作状态。移相PWM宽度的设置移相PWM的相移控制是通过误差放大器来实现的，误差放大器的同相端(4脚)通过分压电阻设置基准电压，反馈输出电压和电流信号A0经处理与反相端(3脚)相连，再比较，差值经放大输出，送至移相脉宽控制器，控制A，B与C，D之间的相位，最终调整波形占空比，使电压或电流稳定在预定值上。限流保护措施正常情况下，开关电源应工作在额定输出功率围之，避免电源工作在超出正常输出状态，但在实际工作中是很难预测的。可将高频变压器输出的电流经电流互感器耦合输出，再经整流、滤波及分压后，送至A］即UC3875的电流控制端(5脚)，与比较器的同相端电压进行比较，当输入电压高于2-5V时，UC3875的过流保护电路起作用。输出控制电路UC3875输出电路采用图腾柱式输出，最大电流可达2A，并可直接驱动功率晶体管和场效应管。为确保UC3875和开关器件工作在安全状态，在设计中增加了TC4427驱动电路、变压器驱动隔离电路等外围辅助电路。移相式零电压软开关变换器和控制芯片UC3875的合理使用，使得所设计关电源具有高频、高效、体积小和轻量化的特点，这种软开关电路在通信电源和电力操作电源中得到广泛使用。第四章PWM控制技术PWM控制技术在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电路的影响也最为深刻。现在大量应用的逆变电路中，绝大部分都是PWM型逆变电路。可以说PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才发展得比较成熟，才确定可它在电力电子技术中的重要地位。正因为如此，本章主要以逆变电路为控制对象来介绍PWM控制技术。实际上，离开了PWM控制技术对逆变电路的介绍就是不完整的。PWM控制脉宽调制（PWM:PulseWidthModulation）是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。简而言之，PWM是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。PWM信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有（ON），要么完全无（OFF）。电压或电流源是以一种通（ON）或断（OFF）的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够，任何模拟值都可以使用PWM进行编码。PWM控制的基本原理随着电子技术的发展，出现了多种PWM技术，其中包括：相电压控制PWM、脉宽PWM法、随机PWM、SPWM法、线电压控制PWM等，而在镍氢电池智能充电器中采用的脉宽PWM法，它是把每一脉冲宽度均相等的脉冲列作为PWM波形，通过改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化。可以通过调整PWM的周期、PWM的占空比而达到控制充电电流的目的。模拟信号的值可以连续变化，其时间和幅度的分辨率都没有限制。9V电池就是一种模拟器件，因为它的输出电压并不精确地等于9V，而是随时间发生变化，并可取任何实数值。与此类似，从电池吸收的电流也不限定在一组可能的取值围之。模拟信号与数字信号的区别在于后者的取值通常只能属于预先确定的可能取值集合之，例如在｛0V,5V｝这一集合中取值。模拟电压和电流可直接用来进行控制，如对汽车收音机的音量进行控制。在简单的模拟收音机中，音量旋钮被连接到一个可变电阻。拧动旋钮时，电阻值变大或变小；流经这个电阻的电流也随之增加或减少，从而改变了驱动扬声器的电流值，使音量相应变大或变小。与收音机一样，模拟电路的输出与输入成线性比例。尽管模拟控制看起来可能直观而简单但，它并不总是非常经济或可行的其。中一点就是，模拟电路容易随时间漂移，因而难以调节。能够解决这个问题的精密模拟电路可能非常庞大、笨重（如老式的家庭立体声设备）和昂贵。模拟电路还有可能严重发热，其功耗相对于工作元件两端电压与电流的乘积成正比。模拟电路还可能对噪声很敏感，任何扰动或噪声都肯定会改变电流值的大小。通过以数字方式控制模拟电路，可以大幅度降低系统的成本和功耗。此外，许多微控制器和DSP已经在芯片上包含了PWM控制器，这使数字控制的实现变得更加容易了。PWM控制具体过程脉冲宽度调制（PWM）是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。PWM信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有（ON），要么完全无（OFF）。电压或电流源是以一种通（ON）或断（OFF）的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够，任何模拟值都可以使用PWM进行编码。多数负载（无论是电感性负载还是电容性负载）需要的调制频率高于10Hz，通常调制频率为1kHz到200kHz之间。许多微控制器部都包含有PWM控制器。例如‘Microchip公司的PIC16C67含两个PWM控制器，每一个都可以选择接通时间和周期。占空比是接通时间与周期之比；调制频率为周期的倒数。执行PWM操作之前，这种微处理器要求在软件中完成以下工作：设置提供调制方波的片上定时器/计数器的周期；在PWM控制寄存器中设置接通时间；设置PWM输出的方向，这个输出是一个通用I/O管脚；启动定时器；使能PWM控制器。PWM控制的优点PWM的一个优点是从处理器到被控系统信号都是数字形式的，无需进行数模转换。让信号保持为数字形式可将噪声影响降到最小。噪声只有在强到足以将逻辑1改变为逻辑0或将逻辑0改变为逻辑1时，也才能对数字信号产生影响。对噪声抵抗能力的增强是PWM相对于模拟控制的另外一个优点，而且这也是在某些时候将PWM用于通信的主要原因。从模拟信号转向PWM可以极大地延长通信距离。在接收端，通过适当的RC或LC网络可以滤除调制高频方波并将信号还原为模拟形式。PWM控制技术一直是变频技术的核心技术之一。1964年A.Schonung和H.stemmler首先提出把这项通讯技术应用到交流传动中，从此为交流传动的推广应用开辟了新的局面。从最初采用模拟电路完成三角调制波和参考正弦波比较，产生正弦脉宽调制SPWM信号以控制功率器件的开关开始，到目前采用全数字化方案，完成优化的实时在线的PWM信号输出，可以说直到目前为止，PWM在各种应用场合仍在主导地位，并一直是人们研究的热点。由于PWM可以同时实现变频变压反抑制谐波的特点。由此在交流传动及至其它能量变换系统中得到广泛应用。PWM控制技术大致可以为为三类，正弦PWM（包括电压，电流或磁通的正弦为目标的各种PWM方案，多重PWM也应归于此类），优化PWM及随机PWM°正弦PWM已为人们所熟知，而旨在改善输出电压、电流波形，降低电源系统谐波的多重PWM技术在大功率变频器中有其独特的优势（如ABBACS1000系列和美国ROBICON公司的完美无谐波系列等）；而优化PWM所追求的则是实现电流谐波畸变率（THD）最小，电压利用率最高，效率最优，及转矩脉动最小以及其它特定优化目标°在70年代开始至80年代初，由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管，载波频率一般最高不超过5kHz，电机绕组的电磁噪音及谐波引起的振动引起人们的关注。为求得改善，随机PWM方法应运而生°其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪音（在线性频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的），尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱。正因为如此，即使在IGBT已被广泛应用的今天，对于载波频率必须限制在较低频率的场合，随机PWM仍然有其特殊的价值（DTC控制即为一例）；别一方面则告诉人们消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率，因为随机PWM技术提供了一个分析、解决问题的全新思路°4.1.4几种PWM控制方法（1） 等脉宽PWM法VVVF（VariableVoltageVariableFrequency）装置在早期是采用PAM（PulseAmplitudeModulation）控制技术来实现的，其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不能调压.等脉宽PWM法正是为了克服PAM法的这个缺点发展而来的,是PWM法中最为简单的一种.它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为PWM波,通过改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化.相对于PAM法，该方法的优点是简化了电路结构，提高了输入端的功率因数，但同时也存在输出电压中除基波外，还包含较大的谐波分量°（2） 随机PWM在上世纪70年代开始至上世纪80年代初，由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管，载波频率一般不超过5kHz,电机绕组的电磁噪音及谐波造成的振动引起了人们的关注.为求得改善，随机PWM方法应运而生.其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪声（在线性频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的），尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱.正因为如此，即使在IGBT已被广泛应用的今天，对于载波频率必须限制在较低频率的场合，随机PWM仍然有其特殊的价值；另一方面则说明了消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率，随机PWM技术正是提供了一个分析，解决这种问题的全新思路。SPWM法SPWM(SinusoidalPWM)法是一种比较成熟的，目前使用较广泛的PWM法.前面提到的采样控制理论中的一个重要结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同.SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值.该方法的实现有以下几种方案。等面积法该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释，用同样数量的等幅不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的.由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用存大，不能实时控制的缺点。非线性控制PWM单周控制法又称积分复位控制(IntegrationResetControl,简称IRC),是一种新型非线性控制技术，其基本思想是控制开关占空比，在每个周期使开关变量的平均值与控制参考电压相等或成一定比例.该技术同时具有调制和控制的双重性，通过复位开关，积分器，触发电路，比较器达到跟踪指令信号的目的.单周控制器由控制器，比较器，积分器及时钟组成，其中控制器可以是RS触发器。单周控制在控制电路中不需要误差综合，它能在一个周期自动消除稳态，瞬态误差，使前一周期的误差不会带到下一周期.虽然硬件电路较复杂，但其克服了传统的PWM控制方法的不足，适用于各种脉宽调制软开关逆变器，具有反应快，开关频率恒定，鲁棒性强等优点，此外，单周控制还能优化系统响应，减小畸变和抑制电源干扰，是一种很有前途的控制方法。谐振软开关PWM传统的PWM逆变电路中，电力电子开关器件硬开关的工作方式，大的开关电压电流应力以及高的du/dt和di/dt限制了开关器件工作频率的提高，而高频化是电力电子主要发展趋势之一，它能使变换器体积减小，重量减轻，成本下降，性能提高，特别当开关频率在18kHz以上时，噪声将已超过人类听觉围，使无噪声传动系统成为可能。谐振软开关PWM的基本思想是在常规PWM变换器拓扑的基础上附加一个谐振网络，谐振网络一般由谐振电感，谐振电容和功率开关组成.开关转换时，谐振网络工作使电力电子器件在开关点上实现软开关过程谐振过程极短基本不影响PWM技术的实现.从而既保持了PWM技术的特点，又实现了软开关技术.但由于谐振网络在电路中的存在必然会产生谐振损耗,并使电路受固有问题的影响,从而限制了该方法的应用。4.2PWM逆变电路及其控制方法目前中小功率的逆变电路几乎都采用WM技术。逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的几乎都是电压型。4.2.1计算法和调制法1、 计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。缺点：繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。2、 调制法输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波；通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波；等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求。调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波；调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波。如图4.2.1(a)结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明：设负载为阻感负载，工作时V］和V2通断互补，V3和V4通断也互补。控制规律：uo正半周，V］通，V2断，V3和V4交替通断，负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段为正，一段为负，负载电流为正区间，V和V导通时，u等于U，V关断TOC\o"1-5"\h\z1 4 o d4时，负载电流通过V和V“续流，u=0，负载电流为负区间，i为负，实际上从V1和1 D3 o o D1Vg流过，仍有u=U，V”断，V通后，i从V和Vg续流，u=0，u总可得到U和零两D4 od4 3 o 3 D1 o o d种电平。u负半周，让V保持通，V保持断，V和V交替通断，u可得-U和零两种电平。o 2 1 3 4 o d单极性PWM控制方式(单相桥逆变)：在u和u的交点时刻控制IGBT的通断。口正半周V保持通，V保持断，当u>urcr12rc时使V通，V断，u=U，当u<u时使V断，V通，u=0°u负半周，V保持断，V24 3 od rc 4 3 o r 1保持通，当u<u时使V通，V断，u=-U，当u>u时使V断，V通，u=0，虚线u*rc 3 4 od rc 3 4 o of表示u的基波分量°波形见图4.2.1(b)°o双极性PWM控制方式(单相桥逆变)：在u半个周期，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负°在u—周期，rr输出PWM波只有士U两种电平，仍在调制信号u和载波信号u的交点控制器件通断°drc

u正负半周，对各开关器件的控制规律相同，当u>u时，给V和V4导通信号，给rrc1V2和V3关断信号，如i>0，V和V4通，如i<0，VD和VD通，u=U，当u<u时，o 1 o 1 4 od rc给V2和V3导通信号，给V和V4关断信号，如i<0，V2和V3通，如i>0，VD和VDo o 2 3通，u=-U,。波形见图4.2.1(c)。od信号波载波信号波载波vd3图4.2.1(a)单相桥式PWM逆变电路图4.2.1(b)单极性PWM控制方式波形图4.2.1(c)双极性PWM控制方式波形4.2.2异步调制和同步调制载波比载波频率f与调制信号频率f之比5N=f/f。根据载波和信号波c r cr是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制：1、 异步调制异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式。通常保持f固定不变5当f变化时5载波比N是变化的。在信号波的半周期5crPWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定5正负半周期的脉冲不对称5半周期前后1/4周期的脉冲也不对称。当f较低时5N较大5—周期脉冲数较多5脉冲不对称的不利r影响都较小5当f增高时5N减小5—周期的脉冲数减少5PWM脉冲不对称的影响就r变大。因此5在采用异步调制方式时5希望采用较高的载波频率5以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。2、 同步调制同步调制一一N等于常数5并在变频时使载波和信号波保持同步。基本同步调制方式5f变化时N不变5信号波一周期输出脉冲数固定。三相5公r用一个三角波载波5且取N为3的整数倍5使三相输出对称。为使一相的PWM波正负半周镜对称5N应取奇数。当N=9时的同步调制三相PWM波形如图4.2.2(a)所示。f很低时5fC也很低5由调制带来的谐波不易滤除5f很高时5fc会过高5使rr开关器件难以承受。为了克服上述缺点5可以采用分段同步调制的方法。3、 分段同步调制

把f围划分成若干个频段，每个频段保持N恒定，不同频段N不同。在f高的

rr频段采用较低的N，使载波频率不致过高，在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。图4.2.2(b)，分段同步调制一例。为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。第五章电力变换电路介绍5.1整流电路整流电路把交流电压变换为单极性电压的电路。大多数整流电路由变压器、整流主电路和滤波器等组成。它在直流电动机的调速、发电机的励磁调节、电解、电镀等领域得到广泛应用。整流电路通常由主电路、滤波器和变压器组成。20世纪70年代以后，主电路多用硅整流二极管和晶闸管组成。滤波器接在主电路与负载之间，用于滤除脉动直流电压中的交流成分。变压器设置与否视具体情况而定。变压器的作用是实现交流输入电压与直流输出电压间的匹配以及交流电网与整流电路之间的电隔离（可减小电网与电路间的电干扰和故障影响）。整流电路是电力电子电路中最早出现的一种，它将交流电变为直流电，应用十分广泛，电路形式各种各样。按其组成器件可分为不控整流电路、半控整流电路和全控整流电路。其中，半控整流电路和全控整流电路按其控制方式又可分为相控整流电路和斩波整流电路（见电力电子电路）。相控整流电路由于采用电网换相方式，不需要专门的换相电路，因而电路简单、工作可靠，得到广泛应用。但相控整流电路在控制用a较大时，功率因数较低，网侧电流谐波含量较大。因而在大功率调速传动中，低速运行时，采用斩控整流电路可解决功率因数变坏的问题。按电路结构可分为桥式电路和零式电路，按交流输入相数分为单相电路和多相电路，按变压器二次侧电流的方向是单相或双相，又分为单拍电路和双拍电路；实用电路是上述的组合结构。5.1.1桥式不可控整流电路如图5.1.1所示桥式整流器是利用二极管的单向导通性进行整流的最常用的电路，常用来将交流电转变为直流电。桥式整流是对二极管半波整流的一种改进。半波整流利用二极管单向导通特性，在输入为标准正弦波的情况下，输出获得正弦波的正半部分，负半部分则损失掉。桥式整流器利用四个二极管，两两对接。输入正弦波的正半部分是两只管导通，得到正的输出；输入正弦波的负半部分时，另两只管导通，由于这两只管是反接的，所以输出还是得到正弦波的正半部分。桥式整流器对输入正弦波的利用效率比半波整流高一倍。桥式整流是交流电转换成直流电的第一个步。桥式整流器是由多只整流二极管作桥式连接，外用绝缘朔料封装而成，大功率桥式整流器在绝缘层外添加金属壳包封，增强散热。桥式整流器品种多，性能优良，整流效率高，稳定性好，

图5.1.1桥式整流器5.1.2单相桥式全控整流电路1、带负载时的工作情况在图5.1.2(a)所示的单相桥式全控整流电路中，晶闸管VT］和VT4组成一对桥臂，VT2和VT3组成另一对桥臂。在u2正半周(即a点电位高于b点电位)，若4个晶闸管均不导通，负载电流i为零，U也为零，VT、VT串联承受电压u，设VT和VTd d l 4 2 l 4的漏电阻相等，则各承受u2的一半。若在触发角a处给VT杠口VT4加触发脉冲，VT］和VT4即导通，电流从电源a端经VT］、R、VT4流回电源b端。当u2过零时，流经晶闸管的电流也降到零，VT］和VT4关断。在U负半周，仍在触发角a处触发VT和VT(VT和VT的a=0位于wt=n处)，2323VT。和VT。导通，电流从电源b端流出，经VT。、R、VT。流回电源a端。到u过零时，23322电流又降为零，VT2和VTg关断。此后又是VT］和VT4导通，如此循环地工作下去，整流电压U和晶闸管VT’和VT,两端电压波形分别如图5.1.2(b)所示。d 1 4由于在交流电源的正负半周都有整流输出电流流过负载，故该电路为全波整流。在u2—个周期，整流电压波形脉动2次，脉动次数多于半波整流电路，该电路属于双脉冲整流电路。变压器二次绕组中，正负两个半周电流方向相反且波形对称，平均值为零，即直流分量为零，如图5.1.2(b)所示，不存在变压器直流磁化问题，变压器绕组的利用率也高。2、带阻感负载的工作情况电路图如图5.1.2(c)所示。为便于讨论假设电路已工作于稳态。在u2正半周期，触发角a处给晶闸管VT］和VT4加触发脉冲使其开通，ud=u2。负载中有电感存在使负载电流不能突变，电感对负载电流起平波作用，假设负载电感很大，负载电流i连续且波形近似为一水平线，其波形如图5.1.2(d)所示。u9过零d2变负时，由于电感的作用晶闸管VT］和VT4中仍流过电流id，并不关断。至wt=n+a时刻，给VT和VT加触发脉冲，因VT和VT本已承受正电压，故两管导通。VT和VT232323导通后，u通过VT和VT分别向VT和VT施加反压使VT和VT关断，流过VT和VT2 2 3 1 4 1 4 1 4的电流迅速转移到VT。和VT上，此过程称为换相，亦即换流。至下一周期如此循环23下去，u波形如图5.1.2(d)所示。d逆变电路与整流相对应，把直流电变成交流电称为逆变。当交流侧接在电网上，即交流侧接有电源时，称为有源逆变；当交流侧直接和负载连接时，称为无源逆变。逆变电路的应用非常广泛，在已有的各种电源中，蓄电池、干电池、太阳能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就需要逆变电路。另外，交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置使用非常广泛，其电路的核心部分都是逆变电路。变流电路在工作过程中不断发生电流从一个支路向另一个支路的转移，这就是换流。换流方式在逆变电路中有突出的地位。逆变电路可以从不同的角度进行分类。如可以按换流方式分，按输出的相数分，也可按直流电源的性质分。若按直流电源的性质分，可分为电压型和电流型两大类。5.2.1逆变电路的基本工作原理以图5.2.1(a)的单相桥式逆变电路为例说明其最基本的工作原理。图中S1-S4是桥式电路的4个桥臂，它们由电力电子器件及其辅助电路组成。当开关S1、S4闭合，S2、S3断开时，负载电压U0为正；当开关SI、S4断开，S2、S3闭和时，U0为负，其波形如图5.2.1(b)所示。这样就把直流电变成了交流电，改变两组开关的切换频率，即可改变输出交流电的频率。这就是逆变电路最基本的工作原理。当负载为电阻时，负载电流i0和电压u0的波形形状相同，相位也相同。当负载为阻感时，i0相位滞后于u0，两者波形的形状也不同，图5.2.1(b)给出的就是阻感负载时的i0波形。设t］时刻以前S］、S4导通，u0和i0均为正。在t］时刻断开SjSj同时合上S9、S，则u的极性立刻变为负。但是，因为负载中有电感，其电流方向不2 3 0能立刻改变而仍维持原方向。这时负载电流从直流电源负极流出，经S、负载和&23流回正极，负载电感中储存的能量向直流电源反馈，负载电流逐渐减小，到t2时刻降为零，之后i0才反向并逐渐增大。S2、S3断开，S］、S4闭合时的情况类似。上面是S］〜S4均为理想开关时的分析，实际电路的工作过程要复杂一些。图5.2.1(a)单相逆变电路(b)波形图5.2.2电压型逆变电路图5.2.2(a)所示电路是电压型逆变电路，其特点主要是(D直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。(2)由于直流电压源的钳位作用，交流侧输出电压波形为矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。(3)当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。它共有4个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂］和4作为一对，桥臂2和3作为另一队，成对的两个桥臂同时导通，两对交替各导通］800。在阻感负载时，还可以采用移相的方式来调节逆变电路的输出电压，这种方式称为移相调压。移相调压实际上就是调节输出电压脉冲的宽度。在图2.2.2(b)的单相全桥逆变电路中，各IGBT的栅极信号仍是］800正偏，］800反偏，并且V】和V2的栅极信号互补，V3和V4的栅极信号互补，但V3的基极信号不是比V】落后］800，而是只落后&(0〈&〈］800〉。也就是说，V3、V4的栅极信号不是分别和V2、V】的栅极信号同相位，而是前移了】800-&。这样，输出电压U0就不再是正负各为】800的脉冲，而是正负各为&的脉冲，各IGBT的栅极信号U-U及输出电压u、输出电流i的波形如图5.2.2G］G4 0 0(b)所示，下面对其工作过程进行具体分析。设在□时刻前V］和V4导通，输出电压U0为Ud，t］时刻V3和V4栅极信号反向，V截止，而因负载电感中的电流i不能突变，V不能立刻导通，vd导通续流。因为4 0 3 3V和VD同时导通，所以输出电压为零。到t时刻V和V栅极信号反向，V截止，而32121V不能立刻导通，VD导通续流，和VD构成电流导通，输出电压-U。到负载电流过零23d并开始反向时，VD和VD截止，V和V开始导通，U仍为-U。t时刻V和V栅极信23230d334号再次反向，V3截止，而V4不能立刻导通，VD4导通续流，U0再次为零。以后的过程和前面类似。这样，输出电压U0的正负脉冲宽度就各为&。改变&，就可以调节输出电压。在纯电阻负载时，采用上述移相方法也可以得到相同的结果，只是VD］〜VD4不再导通，不起续流作用。在u0为零的期间，4个桥臂均不导通，负载也没有电流。显然，上述移相调压方式并不适用于半桥逆变电路。不过在纯电阻负载时，仍可采用改变正负脉冲宽度的方法来调节半桥逆变电路的输出电压。这时，上下两桥臂的栅极信号不再是各1800正偏、1800反偏并且互补，而是正偏的宽度为&、反偏的宽度为3600-&，二者相位差1800。这时输出电压uo也是正负脉冲的宽度各位&。图5.2.2(a)单相全桥逆变电路 (b)波形图第六章ZVS-PWM全桥移相开关电源设计6.1电路图设计TOC\o"1-5"\h\z由VD］、VD2、VD3、VD4组成全桥整流电路，其中L1>L2>C2>c3是滤波电路。由VT］、VT、VT、VT组成全桥逆变电路，图6.1中C、C、C、C和变压器漏感组成谐振电路，2 3 4 6 7 8 9在逆变开关过程中产生零电压软开关。在逆变器输出负载回路中，串入电流互感器t2检测负载电流，用于过电流保护。输出变压器的二次侧整流电路由VD、VD“、Lq、C“、9 10 3 10R2组成。由T2、R3、CjCjVDR］、VDR2、VDR3、VDRjC13、C14、VSjRP】组成过电流检测电路，Rq将互感器T的交流电流变成交流电压，经VDR整流变换成直流电压，经C、2 13C14滤波，变成平稳的直流电压，在VS］、RP1上形成阈值电压，当电流超过阈值时，VS1被击穿，RP上产生高电平，经R连接到UC3875的5脚过电流封锁。由VS>VS^>Rn>R、1 8 2 3 30 31R32、RP2、RP3、U］组成输出电压检测电路，VS2是稳压电路，U］是线性光耦合电路，工作在线形放大状态。当输出电压偏高时，光耦电路的输出电流增大，在RPq上的电压3增加；当输出电压偏低时，光耦的输出电流减少，在RP上的电压降低。3UC3875是设计移相零电压谐振PWM开关电源的控制器件，它可对全桥开关的相位进行相位移动，实现全桥功率级定频脉宽调制控制。通过功率开关器件的输出电容充、放电，在输出电容充、放电结束（即电压为零）时实现零电压导通。有关UC3875的功能结束请参见第三章相关容。相位控制的特点体现在UC3875的4个输出端分别驱动A/B、D/C两个半桥，可单独进行导通延时（即死区时间）的控制，在该死区时间确保下一个功率开关器件的输出电容放电完毕，为即将导通的开关器件提供电压导通条件。在全桥模式下，移相控制的优点得到充分体现。6.2电路图原理1）输入整流电路AC是交流电源，TH］是热敏电阻，当电流突然增大，电流经过热敏电阻必然发热，从而它电阻也增大，起到保护电路的目的。F］是保护电阻，当电流过大是F］熔断，保护电路。q起电容滤波作用，电容器是一个储存电能的仓库。在电路中，当有电压加到电容器两端的时候，便对电容器充电，把电能储存在电容器中；当外加电压失去（或降低）之后，电容器将把储存的电能再放出来。充电的时候，电容器两端的电压逐渐升高，直到接近充电电压；放电的时候，电容器两端的电压逐渐降低，直到完全消失。电容器的容量越大，负载电阻值越大，充电和放电所需要的时间越长。这种电容带两端电压不能突变的特性，正好可以用来承担滤波的任务。L1'C2'L2>C3是LC滤波电路，其滤波效能很高，几乎没有直流电压损失，适用于负载电流较大、要求纹波很小的场合。图6.1ZVSPWM全桥移相开关电源图VDjVD2、VD3、VD4组成不可控整流电路，当C4上的电压上正下负时，电流通过

VD1、C、VD回路流通，此时C上正下负；当C,上的电压上负下正时，电流通过VD、1 5 4 5 4 3C、vd回路流通，此时C同样是上正下负。故C上的交流压电通过不可控整流电路5254转化为直流电压。（2）全桥逆变电路C上的直流电通过由VT’、VT、VT、VT,、VD、VDr、VD7、VD、VDo、VD“、C、C、51234567891067C、C组成的移相控制全桥逆变电路。C作为输入电压，VT（i=1、2、3、4）为第i个8 9 5 i参数相同的功率MOS开关管。VDr、VDr、VD7、VD和C、C?、C、C为相应的体二极管56786789和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感T2作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。VT杠口VT2构成超前臂，VT3和VT4构成滞后臂。为了防止桥臂直通短路，VT］和VT2,VT3和VT4之间人为地加入了死区时间At，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。VT】和VT4，VT和VT之间的驱动信号存在移相角a，通过调节a角的大小，可调节输出电压的23图6.2移相全桥电路工作波形各工作模态分析：在t之前，VT和VT已导通，在（t0-tl）维持VT和VT导通，VT和VT截止。电0 l 4 1 4 2 3容C?和C被输入电源充电。变压器原边电压为V.，功率由变压器原边传送到负载。7 8 in在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。tl-tl':超前臂在死区时间的谐振过程。加到VT】上的驱动脉冲变为低电平训人由导通变为截止。电容C和C迅速分别充放电，与等效电感串联谐振，在谐振结束67前（t2之前），使前臂中心电压快速降低到-0.7V，使VDg立即导通，为VT2的零电压导通作好准备。tl'-t3:原边电流止半周箝位续流过程。VT2在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于vd已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，6但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。t3-14:VT4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到VT4的驱动脉冲电压变为低电平，vt由导通变为截止，原边电流失去主要通道。C和C开始充放电，与谐振电感串联8 9谐振°VD导通续流，为VT的零电压导通作好准备。原边电流以最大变化率从正峰值73急速下降°t4-15:电感储能回送电网期。t4时刻VD7已导通续流，下冲的电流经VD7返回到电源，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段结束。原边电流下冲到零点。15-16:原边电流下冲过零后开始负向增大。VT和VT都已导通，形成新的电流23回路，开始新的功率输出过程。但副边两整流二极管正是同时导通和急剧变换的过程，副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时间设计是关键。至下一周期重复上述过程，如此循环下去，实现零电压逆变。（3） 输出整流滤波电路输出变压器的二次侧采用单相全波不可控整流电路，产生U0输出电压。变压器人带中心抽头，当片上正下负时，VD9工作，变压器二次侧绕组上半部分流过电流。当T上负下正时，VD“工