第四章振幅调制解调

第四章振幅调制解调第一页，共五十页，编辑于2023年，星期五⑵.单音频调制信号调幅度（调幅系数）Ma=kaVΩm/VmoVmmin=Vmo（1-Ma）Vmmax=Vmo（1+Ma）Vmmin+Vmmax=2VmoVmmax-Vmmin=2MaVmo由于Vmmin＞0因此Ma＜1；若Ma＞1时产生过调失真VmminVmmaxVmo第二页，共五十页，编辑于2023年，星期五⑶频谱和普通调幅信号的失真ΩWc、Wc-Ω、Wc+Ω这些频率成份是有相乘器产生的单音频已调制信号频谱：调制信号频谱：ΩWVΩmWVmoWc-ΩWc+ΩVmoMa/2VmoMa/2Wc实现了频谱般移Vo(t)WMa＞1出现包络失真通常将其称为过调失真W在实际调幅电路中管子处于截止状态第三页，共五十页，编辑于2023年，星期五⑷复杂音频调制信号设VΩ（t）为非余弦的周期性信号；Ω为信号的角频率频谱：VΩmVΩmn1Ω2ΩnΩw复杂音频调制信号的频谱结构：VmoWcWWc-nΩWc+nΩfc-Fmaxfc+Fmax2πBWAMBWAM=2Fmax为调制信号的最高频率两倍；将调制信号的频谱不失真地般移到Wc两边第四页，共五十页，编辑于2023年，星期五⑸已调制信号的功率1.单音频信号在载波信号的一个周期内单位电阻上产生的平均功率P（t）当Ωt=π时：P（t）=Po（1-Ma）2

；Ma=1P（t）min=02.P（t）在调制信号的一个周期内单位电阻上产生的平均功率Pav边带功率PSB载波产生的Pav=Po+PSB即由已调制信号各频率分量产生的功率组成、PSB由上下边频产生的功率之和。MaPavPo＞＞PSB载波产生的功率当Ωt=0时：P（t）=Po（1+Ma）2

；Ma=1P（t）max=4PoWVmoWc-ΩWc+ΩVmoMa/2VmoMa/2Wc第五页，共五十页，编辑于2023年，星期五二、双边带和单边带调制电路组成模型1.双边带调制信号:谱通调幅信号中去掉载波分量;剩下上下边频分量即只发射PSB,减少发射机功率XX.YYAMVΩ(t)VC(t)Vo(t)设VΩ(t)t0ΩΩmaxWWcWc-ΩmaxWc+ΩmaxBWDSB=2FmaxVo(t)t相位突变1800第六页，共五十页，编辑于2023年，星期五2.单边带调制信号只传送上边带或下边带的调制信号,即在普通调制信号中抑制掉Wc与Wc+Ω或Wc-Ω分量⑴由相乘器和带通滤波器组成模型XAMY滤波器VΩ(t)VC(t)Vo(t)WcWc+ΩmaxBWDSB=2FmaxWc-ΩmaxWWc+ΩmaxWcBWSSB=Fmax⑵相乘器和两个900相移器XAMYVΩ(t)VC(t)XAMY900900Vo(t)第七页，共五十页，编辑于2023年，星期五WWcWc-ΩmaxWc+ΩmaxWWcWc-ΩmaxWcWc+ΩmaxWcSinWctSinΩtCOS(Wc-Ω)t-COS(Wc+Ω)tXAMYVΩ(t)VC(t)XAMY900900Vo(t)第八页，共五十页，编辑于2023年，星期五三.振幅解调和混频电路模型

1.振幅解调电路模型解调Vo(t)Vs(t)ttXAMY低通Vs(t)Vr(t)V’o(t)Vo(t)WcΩ由机内产生的同步信号⑴.ΔW=0;ΔΦ=0即机内产生的高频信号与载波信号同频同相：Vo(t)=1/2AMVrmkaVΩ(t)与调制信号成线性关系；得到不失真的调制信号⑵.ΔW≠0;ΔΦ≠0即机内产生的高频信号与载波信号不同频不同相不能反应调制信号的变化规律，检波性能下降。Δfc=20

HZ不自然；Δfc=200HZ语言可懂度下降。设：第九页，共五十页，编辑于2023年，星期五W2Wc0Wc滤除V’o(t)频谱:Vo(t)频谱:⑶.频谱:XAMY低通Vs(t)Vr(t)V’o(t)Vo(t)WcWWcWc-ΩmaxWc+ΩmaxBWDSB=2Fmax第十页，共五十页，编辑于2023年，星期五2.混频电路频谱结构:XAMY带通Vs(t)VL(t)V’o(t)Vo(t)WWc+WLWL-WcWLV’o(t)WCVs(t)实现了频谱搬移小结：振幅调制、振幅解调和混频电路都属于频谱搬移电路，都可以用相乘器和滤波器组成的模型来实现本振上混频fI=fL+fC下混频fI=fL-fC调幅收音机中频频率fI=465KHZ；调频收音机中频频率fI=10.7MHZ第十一页，共五十页，编辑于2023年，星期五第二节:相乘器电路

一、非线性器件的相乘的作用及其特性

1.非线性器件的相乘的作用分析器件的伏安特性：i=f(v)

设V=VQ+V1+V2

，Q静态工作点将i=f(v)在Q点的泰勒级数展开式：(V1+V2）n=∑___________V1V2m=0nn!(n-m)!m!n-mmi=∑an（V1+V2

）n

n=0∞=∑an

n=0∞∑___________V1V2m=0nn!(n-m)!m!n-mm∑___________an

V1V2m=0nn!(n-m)!m!n-mm=∑n=0∞当m=1,n=2时:存在相乘项a2V1V2由二次方项产生当m≠1,n≠2时:存在高阶相乘项设:V1=V1mCOSW1tV2=V2mCOSW2ti中含有的角频率成分Wp,q=|±pW1±qW2其中p,q为含零的正整数性质:⑴当p=q=1;W1,1=|±W1±W2相乘项产生的⑵当p≠1q≠1;Wp,q无用相乘项由滤波器滤除⑶.p+q为偶数Wpq由n>p+q的偶次方项产生的⑷p+q为奇数Wpq由n>p+q的奇次方项产生的结论：要实现理想相乘器，须减少无用高次相乘项及其产生的组合频率分量。措施：⑴.从器件特性考虑即选用具有平方律特性的场效应管或器件特性在VQ的小段内具有平方律特性⑵.从电路上考虑即用多个非线性器件够成平衡电路，去掉一部分无用频率分量。⑶.从输入电压大小考虑即减小V1或V2达到减小高次相乘项及其产生的组合频率分量。若V1参考;V2输入信号,限制

V2使器件工作在线性时变状态,得到优良的频谱搬移特性。第十二页，共五十页，编辑于2023年，星期五2.线性时变状态∑___________an

V1V2m=0nn!(n-m)!m!n-mm=∑n=0∞i=∑an

V1n=0∞+（∑an

nV1

n-1）V2n=0∞+（∑————an

V1

n-2）V22

n=0∞（n-2）！2！n！+······i=f(v)在VQ+V1上对V2的泰勒级数展开式：与V2无关且与V1成非线性关系设V2取足够小时V22可略不计i与V2成线性关系；但系数与V1成非线性关系即V2=0时的静态电流，用IO（V1）表示即V2=0时的时变增量电导，用g（V1）表示i=IO（V）+g（V1）V2i与V2成线性关系；但系数与V1成非线性关系将器件工作在这种状态称为线性时变状态，构成频谱搬移电路第十三页，共五十页，编辑于2023年，星期五3.线性时变状态频率分量：设若Wp，q=|±Pw1±w2|实现了频谱搬移W1＞＞W2时无用频率分量与有用频率分量之间的频率间隔很大，易通过滤波器滤除无用频率分量，得到有用频率分量。有用频率分量为（Wc±Ω）的上下边频分量，无用分量频率（2Wc±Ω，3Wc±Ω，…）均远离上、下边频分量。不存在（Wc±2Ω，Wc±3Ω，…）等靠近上、下边频的失真边带分量。g（V1）是角频率为W1的周期性函数为中频分量，其它都是远离WI的无用分量，不存在角频率接近WI的组合频率分量。若构成混频器时:第十四页，共五十页，编辑于2023年，星期五例1：二极管组成的线性时变电路DiV2（t）V1（t）++--DV1（t）V2（t）K1（W1t）i+-+-gD设：V1m取足够大时，使工作在导通与截止区。I0（V1）：半周余弦序列g（V1）=g（t）：矩形脉冲序列K1（W1t）：高度为1的单向周期性方波称为单向开关函数它的傅里叶级数展开式：当V2足够小时gDg（V）ViVgDVW1tV1W1tK1（W1t）1I0（t）W1tg（t）W1tgD二极管工作在线性时变状态W1±W2，3W1±W2…第十五页，共五十页，编辑于2023年，星期五例2：一个差分对管实现的线性时变电路iC2iC1V1V2I0VK1（W1t）K1（W1t-π）W1tW1tW1tΠ/23Π/25Π/2W1tW1tV1Π/23Π/25Π/2I0=A+BV2i=ic1-iC2其中VT=KT/q，T=300K，VT=26mv，V1=V1mCOSW1t⑴：V1m＞＞VT，V1m＞260mV时趋近于方波K2（W1t），K2（W1t）称为双向开关函数K2（W1t）=K1（W1t）-K1（W1t-π）i包含的频率成分有：W1，3W1…，W1±Ω，3W1±Ω…⑵：V1m不满足V1m＞＞VT时当x1＞10，β3（x1）很小，忽略由相乘项产生W1±ΩK2（W1t）第十六页，共五十页，编辑于2023年，星期五二、双差分对平衡调制器和模拟相乘器

1：双差分对平衡调制器实现相乘运算P为奇数双向开关函数V2取值都很小需扩大V2动态范围从以上分析得：VCCT6T5T4T3T2T1RCRCI0I1I11i1i2I3i4V1V2第十七页，共五十页，编辑于2023年，星期五2：扩大V2的动态范围平衡调制器差值电流：V2允许最大的动态范围：I11VCCT6T5T4T3T2T1RCRCI0/2I1i1i2I3i4V1V2I0/2VEEiei5i6第十八页，共五十页，编辑于2023年，星期五XFC1596集成平衡调制器T6T5T4T3T2T1I0/2I3I0/2T7T8D500500500①②③④⑤⑥⑦⑧⑨⑩R0.1uFWcVoVC（t）3.9K+12V3.9K1K1K0.1uF5101uF-8V10uF10K10K47KRW51516.8KVΩ（t）1K双边带调制电路：当Vcm≥260mv时，工作在开关状态。在电路完全对称的情况下，移去VΩ，仅有Vc作用时，由于i5=i6，则输出载波电流应为0。实际电路并非完全对称，因此电路中必须设置电位器RW，调节RW使输出载波电流趋于零。第十九页，共五十页，编辑于2023年，星期五XFC1596接成同步检波器100T6T5T4T3T2T1I0/2I3I0/2T7T8D500500500①②③④⑤⑥⑦⑧⑨⑩0.005uF0.005uF1uFRL＞10k1k+12VVr（t）3K+12V3K1.3K8200.1uF1K01uF0.1uFVs01uF1K1K51单电源供电同步信号输入信号第二十页，共五十页，编辑于2023年，星期五3：双差分模拟相乘器I11VCCT6T5T4T3T2T1RCRCI0/2I1i1i2I3i4V1V2I0/2VEEiei5i6V1’RKIKT7T8T9T10i9i10i7i8I0//2I0//2RE1RE2其中：差模输出：第二十一页，共五十页，编辑于2023年，星期五BG314集成模拟相乘器（IntegratedAnalogMultiplier）①③④⑧⑤⑥⑦RE1RE2VxVyT4T3T2T1T7T8T10T6aT5aT9bT10b500500500T9aT10aT14T15T16T11T12T13T5bT6b⒁②⑨⑩⑾⑿⒀⑦VEER3R13RkRcRcVccVo1.Vo=AMVxVy2、构成可控增益放大器。Vx=VREF，Vo=AMVREF

VyVy=VREF，Vo=AMVREF

Vx3、输出失调电压VOO：Vx=0、Vy=0时Vo≠04、X输入端失调电压VXIO：Vx=0、Vy≠0时，

Vo=AMVXIO

VY5、Y输入端失调电压VYIO：VY=0、Vx≠0时，Vo=AMVYIO

Vx电路的不对称和非线性产生的误差第二十二页，共五十页，编辑于2023年，星期五三、大动态范围平衡调制器AD6301、S→①反相放大器：2、S→②同相放大器：3、4、设构成平衡调制器RfR1R3R2S①②V2V0V1比较器第二十三页，共五十页，编辑于2023年，星期五AD630内部简化电路迟滞比较器A1-A1+A1A2-A2+A2Rw110kRw210kVo补偿+V1-VEEVcc⒀⒇②⒆⒅T44T74⑾⑩⑨⑧③④⑤⑥⑿T53T52IssT5T6T3T4T33T34T37T38T62T65T67T35T36T70T39T40T28T29T30T31T24T25T32I73C122C123I22I23第二十四页，共五十页，编辑于2023年，星期五四、二极管平衡混频器1、电路组成：2、求iI①VL正半周时：D2D3导通；D1D4截止A：（VL=0）由VS在RL上产生的电流B：（VS=0）由

VL在RL上产生的电流

C：加上开关函数Rs1+Vss-Rs2+VLS-Tr11：1+Vs-+Vs-+VL-+VL-+VL-+Vs-D1i1D2i2D3i3D4i4Tr21：1iIVSS为调制信号R端口iI为中频信号I端口Rs2+VLS-+Vss-Rs1D3D2RLi3i2-Vs++VL-+VL-+VL-i2-i3-Vs+i3+VL-+VL-i2RDRDK1（wLt）RLVLS本振信号L端口第二十五页，共五十页，编辑于2023年，星期五②VL负半周时：D1D4导通；D2D3截止③RL上的总电流其频率成分：|PWL±WC|；P为奇数。WI=WL-WC；RL的中频电流：3、R、L、I各个端口是相互隔离的VLVAB=0，L对R隔离的VSVCD=0，R对L隔离的Rs2+VLS-+Vss-Rs1D4D1RLi4i1+Vs-+VL-+VL-+VL-i1-i4+Vs-i4+VL-+VL-i1RDRDK1（wLt-π）RLi1-i4Rs1+Vss-Rs2+VLS-Tr11：1+Vs-+Vs-+VL-+VL-+VL-+Vs-D1i1D2i2D3i3D4i4Tr21：1iIABCDRs1+Vss-Rs2+VLS-Tr11：1+Vs-+Vs-+VL-+VL-+VL-+Vs-D1D2D3D4Tr21：1iIABCD环形混频器；L、R对I隔离的第二十六页，共五十页，编辑于2023年，星期五4、混频损耗：①定义：在最大功率传输条件下输入信号的功率PS对输出信号的功率PI的比值。单位：分贝LC损耗VSVI的能力越差②求LC：a：求PSii=（i1-i4）+（i2-i3）b：求PIRs1+Vss-Rs2+VLS-Tr11：1+Vs-+Vs-+VL-+VL-+VL-+Vs-D1i1D2i2D3i3D4i4Tr21：1iIi1-i4i2-i3iIRiPSPI第二十七页，共五十页，编辑于2023年，星期五第三节；混频电路作用：将高频信号变成中频信号类型：二极管环形混频器；双差分对平衡混频器；三极管混频器。一、通信接收机中的混频器电路1、主要性能指标：①。混频增益②。噪声系数：③。1dB压缩电平1dBPI1dBPS/dBmPI/dBmdBm：表示高于1mW的分贝数P（dBm）=10lgP（mw）PI比线性增长低于1dB时所对应的输出中频功率电平，用PI1dB表示④。混频失真：⑤。隔离度：本端口功率与其串通到另一端口的功率之比。有些频率成分靠近中频，输出中频滤波器无法滤除叠加在中频信号上，引起失真。第二十八页，共五十页，编辑于2023年，星期五-++-双差分对本振驱动输出低Rc50Rc50Rf251.1Rf1110RT51.1RT中频滤波器L0.1uF0.1uF0.1uFC20.1uFC10.1uFIVi(t)PL=-10dBmVL(t)-5V+5V-5V+5VRVs（t）-5V82PF82PF+5V4567891011121314151617181920123L平衡调制器放大器噪声放大器2、二极管环形混频器和双差分对混频器⑴。二极管环形混频器分类：按保证二极管开关工作所需的本振功率电平高低进行分类：

Level7，Level17，Level23三种系列本振功率：7dBm（5mW），17dBm（50mW），23dBm（200mW）1dB压缩电平所对应的最大输入信号功率：

1dBm(1.25mW),10dBm(10mW),15dBm(32mW)。优点：频带宽几十到几千兆、噪声系数低（约6dB）、混频失真小、动态范围大缺点：没有混频增益，端口之间的隔离度低，L口对R口隔离度小于40dB，随着工作频率的提高而下降。频率提高一倍，隔离度下降5dB。各端口都必须接入滤波匹配网络，且各端口阻抗均为50Ω。⑵。双差分对平衡混频器：AD831混频增益大，端口之间的隔离度高缺点：噪声系数大（＞10dBm），动态范围小。优点：第二十九页，共五十页，编辑于2023年，星期五二、三极管混频电路1、原理：fcL2Q?C1Vs（t）C2VccVBB（t）VL（t）VBBO+-+-+--+L1+-VIicVBEgm（t）WLtVL（t）WLt00gmVBEVBB00VBB（t）：时变基极偏置电压设VSm很小，选择VL（t）、VBB0满足线性时变条件：VLm＞＞VSm混频跨导：设L2、C2谐振电阻Re；VI=-iIRe，gmc与VLm，VBBO有关第三十页，共五十页，编辑于2023年，星期五2.电路双栅MOS混频电路TBTADSDSG2G1G1G2DSiD1iD2VDS2受TA的VGS1（VL）控制Q1Q2f=465KHZ中频fLLbLa0.047uFLe200PF0.047uF0.O47uF4700PF300PF5~20PF0.O1uF0。047uF50uF270PF6.8K2.7K2.7K1.5K2.2KC?270PF5~20PF-6VANTENNAC7VL270PFC1C25~20PFC32~20PFC4L?QR31.5K中频T3T1VsVBBO10KC60.01uF12VQCCLCCC20.002uFC10.001uFR4120KR61KR1100KR227KR3330R5100KfI18VVL(t)Vs(t)VI(t)第三十一页，共五十页，编辑于2023年，星期五三.混频失真1.干扰哨声和寄生通道干扰：①干扰哨声P，q振幅P=1，q=1；fI=fL-fC输入信号：fC，fc-FΩ，fC+FΩ，中频信号：fI，fI-FΩ，fI+FΩ，P≠1，q≠1f1接近fI，F可听到音频f1称为寄生中频信号检波器中得到：FΩ听音，F差拍哨声产生哨声应避免将信号调制在（P≠1，q≠1时）接近中频倍数的频率上。例如：收音机：fI=465KHZ；fc=535~1605KHZP，q小时，干扰最强，P=0，q=1：fC=fI=465KHZ因不在接收频段内避免了最强的干扰哨声；P=1，q=2，fC=2fI=930KHZ，能听到因P+q=3，信号较弱；P=2，q=2，fC=3fI=1395KHZ，更弱选择合理的fI可减少干扰哨声。低中频法和高中频法第三十二页，共五十页，编辑于2023年，星期五②寄生通道干扰：设：干扰信号频率能通过中放叠加在有用信号上,形成寄生干扰寄生通道干扰频率:中频干扰在接收fC电台时可听到干扰频率为fC+2fI的信号该频率称为镜像干扰频率。加以抑制设接收机在哪几个频率刻度上能收听到该干扰信号？在这两个频率刻度上均能听到该干扰信号。因此，寄生干扰主要有：1.中频干扰;2.镜像干扰,这两个强干扰。高中频法和二次混频法，以使中频干扰在输入端被滤除第三十三页，共五十页，编辑于2023年，星期五2.交调失真和互调失真：⑴交调失真：混频器输入V：有用信号VS干扰信号VM本振信号VL即产生干扰信号的包络非线性失真交叉调制失真⑵互调失真：两干扰信号VM1，VM2互相干扰产生失真，称为互调失真有用信号中频寄生中频分量而产生的混频失真称为互调失真当相近且接近严重互调失真且r+s=3，称为三阶互调失真第三十四页，共五十页，编辑于2023年，星期五⑶三阶互调失真的截点1dBPI1dBPIM3PIPIMPI、PIM/dBmPS=PM/dBmfI的振幅：三阶互调失真分量的振幅：由V4产生的干扰功率PM；三阶互调失真功率PIM低频：高频：第三十五页，共五十页，编辑于2023年，星期五例题某一混频器，以知PI1dB=10dBm，对应的输入信号功率为0dBm，求两输入干扰电平均为-20dBm时的输出三阶互调失真电平。解：10dBm0dBm10dBm0dBm-10dBmPIM3=PI1dB+（10—15）dBm=20----25dBm取25dBmPM=15dBm15dBm25dBm-20dBm-20dBm-80dBm0-40PI1dBPIM315dBmPs/dBmPI，PIM/dBm1020-10-20-30-20-60-80204025dBm第三十六页，共五十页，编辑于2023年，星期五第四节：振幅调制与解调电路Q1Q2C5C4C2C8C7C3C6C1L5L3L4TrR1R2L2L1VccVccVo（t）+-载波输入调制输入VΩ（t）Ic1mIcoVc1m过压欠压VccVBB0欠压临界过压IcoIc1mVc1mQ1C5C3C8C7C1C6L5L3L4TrVcc+-VΩ（t）+-VBB0L2L1调制输入C?载波输入一、振幅调制电路1.高电平调制电路⑴集电极调幅⑵基极调幅2、低电平调制电路⑴电路组成：相乘器、滤波器、混频器组成第三十七页，共五十页，编辑于2023年，星期五⑵利用低载波法实现单边带发射机平衡调制后产生的上下边带频率为：相对频率间隔：若值太小时很难获取单边带信号采用低载波法增大相对频率间隔平衡调制器第一混频器第二混频器功放载波抑制器晶体振荡器带通滤波器带通滤波器晶体振荡器晶体振荡器音频放大器VO1VO1VO2VO2VO3VO3第三十八页，共五十页，编辑于2023年，星期五二、解调电路1.二极管包络检波器原理RLDiC+-Vs双边带信号若：D的导通状态受同步信号振幅控制，设在不加C时通过D的电流为i。加上C：同步信号第三十九页，共五十页，编辑于2023年，星期五分析:VSWctVOVSVOiiAVWctΩ

tVΩVAVvAV000VΩmRLDiC+-Vs冲快,放慢直流分量调制信号振幅ηd为检波器电压传输系数，或检波效率工程古算：RiPi输入电阻Ri：设放电速度慢可能产生失真第四十页，共五十页，编辑于2023年，星期五2.三极管射极包络检波器3.并联型二极管检波器ReCRLDC+-Vs+-VoRiL1Vs（t）DC2V0RLC1+-RiReRe引响越小,但会引起非线性失真因此RL取值不可能太大,要增大Ri用三极管射极包络检波器冲电时:放电时:4.大信号与小信号检波大信号:Vm>500mv,克服VD(On)的影响第四十一页，共五十页，编辑于2023年，星期五小信号检波:RLDiC+-VsVDVOni非线性D在（0，2π）内均导通设：忽略三次方以上项平方律检波非线性失真5.二极管检波器的失真a.要求:Vsmin=(1-Ma)Vmo>500mV；RLC低通带宽>FΩmaxb.RLC，Ma参数选取不当时，会产生惰性失真和负峰切割失真。第四十二页，共五十页，编辑于2023年，星期五⑴.惰性失真VSWctVOVSVO0原因:RLC取值过大引起C放电过慢，当振幅下降速度比C放电速度快时产生失真称为惰性失真。消除或减小失真的方法：在TC周期内C对RL放电速度大于或等于包落下降速度。Ω，Ma越大振幅下降速度越快，需减小RLC值才能保证不失真；当Ma、RL、C一定时，Ω太大会产生惰性失真。工程估算时Ω、Ma取最大值来计算RLC值。第四十三页，共五十页，编辑于2023年，星期五⑵负峰切割失真CCcDRLRi2VΩ（