单相正弦脉宽调制逆变电源的设计大学论文

摘 要电源是各种电子设备的核心，它有如人体的心脏，是所有电类设备的动力。现代开关稳压电源广泛用于直流电源，交流电源，医疗和照明电源，雷达高压电源，音响和视频电源等。本文设计的逆变电源属于交流电源(AC-DC-AC逆变)，采用电压反馈控制。其主电路采用的是Boost电路和全桥电路的组合。控制电路采用了2片集成脉宽调制电路芯片，一片用来产生PWM波，另一片与正弦函数发生芯片做适当的连接来产生SPWM波，集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单，更可靠的特点和易于调试的优点。本文详细的分析了该逆变电源的工作过程，并推导了重要公式。最后对该逆变电源进行了计算机仿真和样机实验，验证了其可行性和有效性。关键词：逆变器 正弦脉宽调制 场效应管ABSTRACTPoweristhecoreofallkindsofelectronicequipment,itislikethehumanheart,allelectricalequipmentisthedrivingforce.Steadyvoltagepowersupplyofmodernswitchinghasbeenappliedinthefollowingaspectswidely.TheyareDCpowersupply，ACpowersupply，powersupplyofmedicaltreatmentandlighting，highvoltagepowersupplyofradar，powersupplyofsoundandvideofrequencyandsoon.Single-PhaseSinusoidalPulseWidthModulationInverterPowerSupplyinthispaperbelongstoACpowersupply(AC-DC-ACconvert).Controlmodeadoptsfeedbackofvoltagecontrol.Themaincircuitismadeupofcompoundingofboostandthefull-bridgecircuit.Thecontrolcircuitadoptstwochipsofintegratedpulsewidthmodulation.OneproducesPWMwaveform.TheotherconnectschipofproducingsinusoidalsignalproperlywhichbringsSPWMwaveform.integratedchipismoresimple，reliableandlaboratorialthandiscretecomponent.Theoperationofinverterpowersupplyisthoroughlyanalyzedandsomeimportantformulasarededuced.Finally，theprincipleofoperationareillustratedandverifiedonemulationandexperimentalresults.Keywords:inverter SPWM MOSFET目录第一章绪论......................................................11.1电源技术概述................................................11.2逆变电源结构及控制技术的发展及现状..........................11.3选题的意义..................................................31.4主要内容和章节安排..........................................3第二章PWM波形工作原理...........................................42.1PWM波形的基本原理........................................42.2PWM型逆变电路的控制方式..................................62.3SPWM波形的生成方法.......................................7第三章单相正弦脉宽调制逆变电源的设计..............................83.1系统组成...................................................83.2构成主电路的变换器介绍.....................................83.3主电路工作原理............................................113.4控制电路工作原理..........................................11第四章计算机仿真工具、电路及结果................................194.1电路仿真及计算机设计工具..................................194.2仿真电路、元件、参数及程序................................19结论..........................................................27参考文献..........................................................28致谢..........................................................29-I-第一章 绪 论1.1电源技术概述1213随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而任何现代电子设备不可缺少的重要组成部分就是可靠、优质的电源。当代社会出现的许多高新技术都与市电的电压、电流、频率、相位和波形等基本参数的变换和控制密切相关，电源技术能够实现对这些参数的精确控制和高效率的处理，特别是能够实现大功率电能的频率变换，从而为多项高新技术的发展提供有力的支持。因此，电源技术不但本身是一项高新技术，而且还是其他多项高新技术的发展基础。电源技术及其产业的进一步发展必将为大幅度节约电能、降低材料消耗以及提高生产效率提供重要的手段，并为现代生产和现代生活带来深远的影响。1969年诞生的逆变电源与传统的电源设备相比，可靠性高、稳定度好、调节特性优良，而且体积小，重量轻，功耗低，在电子和电气领域得到了极其广泛的应用。逆变电源运用先进的功率电子器件和高频逆变技术，使传统的工频整流电源材料减少80%-90%，节能20%-30%，动态反应速度提高2-3个数量级，并向着高频化、轻量化、模块化、智能化和大容量化的方向发展。许多行业的用电设备并不直接使用电网提供的交流电作为电源，而是通过各种形式对电网交流电进行变换，得到各自所需要的电能形式。并且，一些重要的用电部门和用电设备对供电质量的要求越来越高：电压、频率、波形准确完好，动态性能良好，不能受到电网的任何干扰。1.2逆变电源结构及控制技术的发展及现状随着各行各业控制技术的发展和对操作性能要求的提高，许多行业的用电设备都不是直接使用通用交流电网提供的交流电作为电能源，而是通过各种形式对其进行变换，从而获取各自所需的电能形式。这些供电电源输出的幅值、频率、稳定度及变化方式因用电设备的不同而不尽相同，如通信电源、汽车电源、电弧焊电源、电动机变频调速器、加热电源、化工电源、绿色照明电源、不间断电源、医用电源、充电器等，它们所使用的电能都是通过整流和逆变组合电路对原始电能进行变换后得到的。因此，逆变技术在经历了传统到现代的转化后，势必会为各行各业提供更优质的电能形式。现代逆变技术主要包括三部分：半导体功率集成器件及其应用、功率变换电路和逆变控制技术。因此，在具备高性能的开关器件的前提下，通过研究与之相-1-适应的电路拓扑结构和开关控制方式，便能构造出性能优良的变流装置。1.2.1恒频、恒压逆变电源结构形式的演变①以快速晶闸管技术设计的逆变电源结构早期的逆变电源，无论是交-交逆变电源还是交-直-交逆变电源，其中的逆变桥功率元件主要由快速晶闸管组成。当负载变化时，通过调节整流管导通角的大小，改变直流环电压，最终实现逆变电源的恒频、恒压输出。但是，这种电源结构有明显的缺点：①关断晶闸管必须另外加装电感、电容或辅助开关器件组成的强迫换流电路，所以使得电路的控制机构复杂化，整机体积重量加大，效率降低；②由于这种电源由分离元件控制，工作频率的提高受到限制。②以IGBT设计的逆变电源结构随着以IGBT为典型代表的高性能电子器件的发展，与之相适应的逆变电源结构及控制技术也出现了。脉宽调制(即PWM控制)方法具有在一个功率级内同时实现调频、调压以及调节速度快等优点，在逆变电源控制中得到广泛的应用。PWM控制技术的应用，实现了逆变电源的恒频、恒压输出。但是，这种技术有开关频率高造成开关损耗大的缺点。这一缺点可以通过功率开关器件性能的不断提高来克服。③有源钳位逆变电源结构随着软开关控制技术的兴起，不仅解决了硬开关工作过程中存在的开通和关断时的能量损耗问题，而且也使逆变电源的拓扑结构发生了重大变化。利用谐振元件Lr，Cr以及谐振控制开关Sr的协同工作，在逆变器输入的直流电压电路中产生谐振，从而把输入的直流电压转化为一系列高频脉冲电压波供给逆变桥，最终实现逆变桥所有器件的ZVS开关工作。这种结构的最大优点就是器件开关损耗低、电源能量转换效率高。1.2.2逆变电源控制器的发展逆变电源的控制器经历了从模拟控制器到数字控制器的发展。模拟控制器中存在以下的缺点：控制电路的元器件比较多，电路复杂，所占的体积较大，控制策略就无法灵活改变，由所使用的器件各自的特性差异导致各电源之间的特性差异等。这些问题的存在使得生产出来的逆变电源一致性不好、输出性能指标精度较差，控制效果也不理想。因此，逆变电源控制器逐渐朝数字化方向发展。而在以前，由于受到控制器及外围芯片的限制，模拟控制器向数字控制器的转变始终未得以圆满实现。近年来，随着数字电路技术、大规模集成电路、单片机技术的发展，给数字控制器的研究提供了机会，同时数字智能化 PWM调制技术的控制-2-技术也有了长足的发展。数字控制器与模拟控制器相比较，具有可靠性高、参数调整方便、更改控制策略灵活、控制精度高、对环境因素不敏感等优点。随着现有的工业电气传动、自动控制等许多领域对逆变电源产品需求的增加，用户也不断提高对电源控制技术的要求。在很多领域，用户都希望使用高效率、高精度的逆变电源。这种电源的控制可以通过使用先进的电源控制理论、采用高效的控制算法来实现。1.3选题的意义目前，电源技术的发展使得用新型、高效电源取代传统电源己成为必然。传统电源效率低、体积大。随着技术的发展，电源的开关频率越来越高，使得电源的小型、轻量化成为可能。本电源就是用新型的数字化电源取代传统电源，其特点就是效率高、体积小、保护完善等。工业自动化和Internet的发展，要求处理器的速度越来越高，体积越来越小，数字化技术的发展正好能满足这一发展的要求。由于单片机技术的发展，使得基于单片机技术的逆变电源应用于许多速度要求不高，实现功能完善但是功能不强大，要求低成本的场合。1.4主要内容和章节安排本文的重点是设计一个基于AVR控制的低成本、多功能、易维护、升级方便的单相正弦脉宽调制逆变电源的设计。第1章为绪论部分，引入了电源技术的概念，并论述了逆变电源逆变结构及控制技术的发展及现状及逆变电源控制器的发展。第2章深入研究了SPWM的基本原理及控制方式和生成方法。第3章对控逆变电源工作原理进行了深入研究，系统主电路的构成采用Boost电路(DC-DC)和全桥式逆变电路(DC-AC)的组合。控制电路由2片集成脉宽调制电路芯片SG3524和一片正弦函数发生芯片ICL8038所构成。第4章本文利用OrCAD仿真软件，对前文所做的理论分析及电路设计进行了验证，同时利用仿真结果作为优化设计的依据。-3-第二章PWM波形工作原理2.1PWM波形的基本原理 20在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，指环节的输出响应波形基本相同。如把各输出波形用傅式变换分析，则其低频段特性非常接近，仅在高频段略有差异。例如图 2-la),b),c)所示的三个窄脉冲形状不同，图2-la)为矩形脉冲，图2-lb)为三角形脉冲，图2-lc）为正弦半波脉冲，但它们的面积(即冲量)都等于1，那么，当他们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。脉冲越窄，其输出的差异越小。当窄脉冲变为图2-ld)的单位脉冲函数 (t)时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数。f(t)f(t)0t0ta)b)c) d)图2-1形状不同而冲量相同的各种脉冲上述结论是PWM控制的重要理论基础。下面分析如何用一系列等幅而不等宽的脉冲代替一个正弦半波，把图2-2a)所示的正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于π/N，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的中点重合，且使矩形脉冲和相应正弦部分面积(冲量)相等，就得到图2-2b)所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以-4-看出，各脉冲的宽度是按正弦规律变化的。根据冲量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的 PWM波形，也称为SPWM(SinusoidalPWM)波形。在PWM波形中，各脉冲的幅值是相等的，要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按同一比例系数改变各脉冲的宽度即可。以上介绍的是PWM控制的基本原理，按照上述原理，在给出了正弦波频率、幅值和半个周期内的脉冲数后，PWM波形各脉冲的宽度和间隔就可以准确计算出来。按照计算结果控制电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的 PWM波形。图2-2 PWM控制的基本原理示意图但是，这种计算是很繁琐的，正弦波的频率、幅值变化时，结果都要变化。较为实用的方法是采用调制的方法， 即把所希望的波形作为调制信号， 把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的 PWM波形。通常采用等腰三角形作为载波，因为等腰三角形上下宽度与高度成线性关系且左右对称， 当它与任何一个平缓变化的调制信号波形相交时， 如在交点时刻控制电路中开关器件的通断，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这正好符合 PWM控制的要求。当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。一般根据三角波载波在半个周期内方向的变化，又可以分为两种情况。三角波载波在半个周期内的方向只在一个方向变化，所得到的PWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性PWM控制方式，如图2-3所示。如果三角波载波在半个周期内的方向是在正负两个方向变化的，所得到的PWM波形也是在两个方向变化的，这时称为双极性PWM控制方式，如图2-4所示。-5-图2-3单极性PWM控制方式原理图2-4双极性PWM控制方式原理2.2PWM型逆变电路的控制方式在PWM逆变电路中，载波频率 f0与调制信号频率 fr之比N=f0/fr。根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM逆变电路可以有异步调制和同步调制两种控制方式。(一)异步调制载波信号和调制信号不保持同步关系的调制方式称为异步方式。在异步调制方式中，调制信号频率fc变化时，通常保持载波频率f0固定不变，因而载波比fr是变化的。这样，在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。当调制信号频率较低时，载波比N较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后1/4周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制信号频率增高时，载波比N就减小，半周期内的脉冲数减少，-6-输出脉冲的不对称性影响就变大，还会出现脉冲的跳动，同时输出波形和正弦波之间的差异就变大，电路输出特性变坏。因此，在采用异步调制方式时，希望尽量提高载波频率，以使在调制信号频率较高时仍能保持。(二)同步调制载波比N等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保持同步的调制方式称为同步调制。在基本同步调制方式中，调制信号频率变化时载波比 N不变。调制信号半个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。2.3SPWM波形的生成方法根据前面讲述的PWM逆变电路的基本原理和控制方法，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定她们的交点，在交点时刻对功率开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波形。但这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制。现在用来产生SPWM波形的大规模集成电路芯片已得到了广泛的应用，例如，SG3524，SG3525，HEF4752和SLE4520等这些集成芯片做适当的连接均可以产生SPWM波形，采用集成芯片可以简化硬件电路，降低成本，提高可靠性。另外，随着微机控制技术的发展，使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，目前SPWM波形的生成和控制也常采用微机来实现。采用软件来生成SPWM波形的基本算法有自然采样法、规则采样法、低次谐波消去法。较大的载波比，改善输出特性。-7-第三章 单相正弦脉宽调制逆变电源的设计3.1 系统组成16图3-1示出了系统主电路和控制电路框图。交流输入电压经过共模抑制环节后，再经过工频变压器降压，然后整流得到一个直流电压，此电压经过Boost电路进行升压，在直流环上得到一个符合要求的直流电压 350V(50Hz/220V交流输出时)。DC-AC变换电路采用全桥变换电路。为保证系统可靠运行，防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法，即驱动信号用光耦隔离，反馈信号用变压器隔离，辅助电源用变压器隔离。过流保护电路采用电流互感器作为电流检测器件，其具有足够的响应速度，能够在MOS管允许的过流时间内将其关断。3限流电路 BOOST升压电路 桥式变换电路共模抑制 滤波电路电流互感器 AC输出输入+15V辅助电源电路

+5V

反馈变压器过流保护电路过流保护光耦隔离MOS管驱动电路分相及光耦驱SG3524-脉2宽调制器控制电动路电压检测及调节SG3524-脉1宽调制器控制电正弦波信号发生精密全波加法器电路路电路整流（1V基准）图3-1系统主电路和控制电路框图3.2构成主电路的变换器介绍4717电源一般要经过转换才能符合使用的需要。例如，交流转换为直流，或高电压变成低电压，大功率中取小功率，粗电转换为精电等。按照电力电子的习惯称谓，DC-DC(理解成DC转换为DC，DC表示直流电)是把一种直流电压变换为另一种直流电压。常用一个半导体功率器件作为开关，使带有滤波器的负载线路与直流电压一会相接，一会断开，则负载上得到另一个直流电压。 DC-AC理解成DC转换为AC，AC表示交流电称为逆变，它是把直流电转换为交流电。-8-3.2.1 Boost变换器电路原理Boost变换器的别名又叫升压变换器、并联开关电路或开关型升压稳压器。线路如图3-2所示由开关S、电感L、电容C组成。完成把电压Vs升压到V0的功能。iLV2i0A++iTRVSCV1V0_iLa)D1L+++RVsTV0DC_b)图3-2a)Boost电路原理图b)由晶体管和二极管组成的 Boost电路Boost电路的工作过程是这样的。当开关S在位置A时，如图3-3a)电流ia流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能形式储在电感线圈L中。此时，电容 C放电，R上流过电流I0，R两端为输出电压V0，极性上正下负。由于开关管导通，二极管阳极接VS负极，二极管承受反压状态。所以电容不能通过开关管放电。开关S转换位置到B时，构成电路如图3-3b)，由于线圈中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保持iL不变。这样线圈L磁能转化成的电压VL与电源VS串联，以高于V0电压向电容C、负载R供电。高于V0时，电容有充电电流;等于V0时，充电电流为零，当V0有降低趋势时，电容向负载R放电，维持V0不变。iLi0iLi0LLC++CVsV0RVsRa) b)图3-3 Boost变换器电路工作过程-9-基本输入、输出电压关系式的推导。设开关动作周期为TS，D1接通时间占空比，D2为断开时间占空比，它们各自小于1，连续状态时D1+D2=1。则闭合时间为T1=D1T，断开时间为T2=D2T。ss在输入输出电压不变前提下，当开关S在图3-2a)A位置时，iL线性上升，其增益为：iL1VSD1TS(3-1)L开关在3-2a)B位置时，iL线性下降，其增益为：iL2V0VSD2TS(3-2)L由于稳态时这两个电流变化量绝对值相等iL1iL2，所以VSD1TS(V0VS)D2TSLL化简得：V01VS1VS(3-3)1D1D23.2.2 桥式逆变器基本原理图3-4示出了桥式变换器的主电路。桥对角的两个功率 MOS管作为一组，每组同时接通或断开，两组开关轮流工作，在一个周期中的短时间内，四个开关将处于断开状态。四个开关导通(或关断)占空比值均相等。T1T22D1D24L1输入 C1T4D4T3D35

6C2AC交流输出1图3-4桥式变换器主电路图在给T1、T3加触发脉冲，这两个MOS管导通，电流流过T1的漏极，经过输出滤波电路回到T3的漏极。当T2，T4加触发脉冲时，此时T1，T3的触发脉冲消失，T2和T4这两个MOS管导通，但不能立即导通，先经过D2和D4续流，等电流下降到零时再开始导通。另外，这四个二极管还有限制过电压的作用。-10-3.3 主电路工作原理3.3.1 主电路拓扑主电路的拓扑如图 3-5所示。此主电路由以下几个环节组成，共模抑制环节，工频变压器，整流电路，限流电路，Boost升压电路，桥式逆变电路和滤波电路。3.3.2 主电路工作过程输入电压通过共模抑制环节，去掉高频燥声，然后工频变压器降压。变压器降压后的电压经整流电路得到一个直流电压，此直流电压的数值大概为 150V，要注意的是整流后的直流电压要先经过限流电路，以防止刚开始给电容充电时冲击电流过大会减短电容C0的使用寿命(有时甚至被损坏)。同时，此直流电压作为Boost电路的输入，经Boost电路升压后得到的直流环电压大概为315伏，此电压经桥式逆变电路，得到一系列的脉冲宽度不同的、幅值一样的方波(即以正弦波为基波的SPWM波)，然后在经过输出滤波环节，则可得到符合要求的交流输出电压(220V/50Hz或110V/60Hz)。整流电路限流电路Boost升压电路桥式逆变电路K?L1D9共模抑制M1D1M2D2D5D6滤波电路FR1L2C2输入C1工频变压器12+C3+C4C5交流输出M5D7D8R2M4D4M3D3图3-5主电路拓扑3.4 控制电路工作原理3.4.1 辅助电源设计小型直流稳压电源在当前众多的电子设备中是用途最广、用量最多的一种。本次设计的逆变电源同样也不例外。辅助电源设计的结构图如下图 3-6所示。辅助电源主要由一个多组抽头的变压器、6个集成桥块及6个三端固定稳压集成块(7805，7815及7915各一块，7820三块)。变压器的原边接主电路共模抑制环节的输出端。副边输出6组电压，分别为7V，17V及22V三个等级。这6组电压分别经过桥式整流电路、滤波电路后输出到三端固定集成稳压芯片。然后从集成稳压芯片输出端就能得到符合要求的直流工作电压。其中 +5V用来供给74LS08和74LS05。 15V电压用来供给 ICL8038及两片SG3524集成芯片做工作电压。三组+20V电压用来供给主电路中 5个MOS管的驱动电路做工作电压的，-11-7V7805+Ca1Ca2Ca3+5VD117V+7815Cb1Cb2+15VCb3D2D3+Cc1Cc2Cc3-15V17V7915220V22V+7820Cd1Cd2Cd3+20VD422V+7820Ce1Ce2Ce3+20VD522V+7820Cf1Cf2Cf3+20VD6图3-6辅助电源结构图桥式电路的上面两个MOS管(M1，M2)各用一组，剩下的一组用来供给Boost电路中的开关管(M5)和桥式电路下面的两个MOS管(M3，M4)，这样使用的目的是为了使驱动电路不互相共地，减少彼此间的干扰。3.4.2 控制电路框图控制电路的框图如图3-7所示。910UfUgUbUe比较器分相及光耦SG3524脉宽驱动调制器UaUdUaUc正弦波信号精密全波整加法器发生器流1V基准图3-7控制电路框图3.4.3 控制电路工作过程由图3-7可知，由正弦波信号(由集成芯片ICL8038产生)发生电路产生的正弦信号分两路，一路到精密全波整流电路，经过精密全波整流后，产生馒头波，此馒头波再与带有 1V基准的加法器相加，得到幅值抬高了的馒头波， 即Ud，使-12-其控制在1V-3.6V范围内。Ud再输入到集成芯片 SG3524，然后产生一系列经过脉冲宽度不等、幅值相等的矩形波，即经过调制后的 SPWM波。另一路正弦信号到比较器，经过比较器后，产生正负半波对称的方波，此方波和前面产生的SPWM波共同输入到分相电路，然后产生两路只在每个半周期内具有 SPWM波的信号Uf和Ug，再用Uf、Ug来分别驱动桥式电路的两对对角臂上的MOS管(中间要经过光耦隔离和驱动放大)。3.4.4 SG3524与ICL8038芯片介绍(一)SG3524芯片SG3524是一种应用极为广泛的PWM波形发生器集成电路，最先由美国硅通公司(SiliconGeneralComp)生产，现世界上许多公司都生产这种产品，如美国UNITRODG公司的UC3524、国产的CW3524(北京半导体五厂、骊山微电子研究所生产)等。其改进型性能更优良的型号为SG3524A，该系列同样分为军品、工业品与民品。SG3524采用标准双列直插式16引脚(DIP-16)集成电路封装，其反相输入116Vinf同相输入Vc215振荡器输出B管E314电流限制检测+B管C413电流限制检测-A管C512RTA管E611CT封锁端710地补偿端89a）SG3524引脚说明155V基准调节器168112V12误差+放大器119比较器4电流双稳5态触限制器13发器+V210147振荡器36SG3524内部原理图图3-8SG3524引脚排列和内部框图-13-军品与工业品型号分别为SG1524和SG2524，而民品为SG3524。它的引脚排列和内部结构如图3-8所示。误差放大器实际上是个差分放大器，1号引脚为其反向输入端;2号引脚为其同相输入端。一般地，一个输入端连到16号引脚的基准电压的分压电阻上(应取得2.5V的电压)，另一个输入端接控制反馈信号电压。本系统电路图中，在DC-DC变换部分，SG3524-1芯片的1号脚接控制反馈信号电压，2号脚接在基准电压的分压电阻上。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出端互补交替输出高低电平，其作用是将PWM脉冲交替送至V1、V2的基极，锯齿波在此的作用是加入了死区时间，保证V1及V2两个三极管不可能出现同时导通。最后，晶体管 V1及V2分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差 180度。当V1及V2并联应用时，其输出脉冲的占空比为0%-90%;当V1及V2分开使用时，输出脉冲的占空比为 0%-45%，脉冲频率为振荡器频率的1/2，在本系统电路图(图3-1)中，两块SG3524都为并联使用。当号引脚上加高电平时，可实现对输出脉冲的封锁，可用来实现过流保护。(二)ICL8038芯片1415ICL8038的引脚排列和内部原理电路框图如图3-9所示。ICL8038由恒压源I1，I2，电压比较器C1，C2和触发器等组成。在图3-14中，电压比较器C1、C2的门限电压分别为2Vr和Vr(VrVccVee)，电流源I1和33I2的大小可通过外接电阻调节，且I2必须大于I1。当触发器的Q端输出为低电平时，它控制开关S使电流源I2断开。而电流源I1则向外接电容C充电，使电容两端电压Vc随时间线性上升，当Vc上升到Vc2Vr时，比较器C1输出发生跳3变，使触发器输出Q端由低电平变为高电平，控制开关S使电流源I2接通。由于I2>I1，因此电容 C放电，Vc随时间线性下降。当Vc下降到Vc Vr时，比较3器C2输出发生跳变，使触发器输出端 Q又由高电平变为低电平，I2再次断开，I1再次向C充电，Vc又随时间线性上升。如此周而复始，产生振荡。若I2=2I1，Vc上升时间与下降时间相等，就产生三角波输出到脚 3。而触发器输出的方波，经缓冲器输出到脚 9。三角波经正弦波变换器变成正弦波后由脚 2输出。当I1 I2 2I1时，Vc的上升时间与下降时间不相等，管脚 3输出锯齿波。因此，ICL8038能输出方波、三角波、正弦波和锯齿波等四种不同的波形。本次设计中应用ICL8038，主要是用来产生正弦波信号发生的。具体的电路的连接方式和设-14-计的参数在利用 SG3524生成SPWM波的中介绍。ADJ-SINE1114NCSWNC213TRIADJ-SINE1312ADJ-F/DR1-VEE/GND11ADJ-F/DR24外接电容510C+VccSQ69FM-BFM-IN78(a)ICL8038引脚图+VccRI1比较器C1R比较器C1C三角波容R缓冲器电正接QR弦正弦波外SQ触发器S变换器方波I2缓冲器-VEEICL8038内部原理图图3-9ICL8038引脚图和电路原理图3.4.5 控制电路参数设计(一)利用SG3524生成SPWM信号按照上述SG3524的工作原理，要得到 SPWM波，必须得到一个幅值在 1～3.5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到 SG3524-2内部，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波。关键是正弦波信号的发生，我们设计的正弦波信号发生电路如图3-10所示。正弦波电压Ua由函数发生器ICL8038产生。ICL8038引脚和具体的接法如-15-R115VR3R274569方波3ICL8038三角波81011122正弦波CR15V图3-10正弦波信号发生电路图3-9所示，正弦波的频率由R1、R2和C来决定，f0.15，为了调试方(R1R2)C便，我们将R1、R2都用可调电阻，R2和R是用来调整正弦波失真度用的。在实验中我们测得当f50HZ时，R1R29.7K，其中C0.22F。正弦波信号产生后，一路经过精密全波整流，得到馒头波UC(图3-12)，另一路经过比较器得到与正弦波同频率，同相位的方波Ud。UC与1V基准经过加法器后得到udu。输入到SG3524-2的1脚，2脚与9脚相连，这样Ud和锯齿波将在SG3524-2内部的比较器进行比较产生SPWM波Ue。分相电路用一块二输入与门74LS08和一块单输入非门74LS05所组成。Ub和Ue加到分相电路后就可以得到驱动信号Ut和Ug，再将Uf和Ug加到MOS管驱动电路的光耦原边，就可以实现正弦脉宽调制。(二)驱动电路设计1设计的驱动电路如图3-11所示。本驱动电路由驱动脉冲放大和5V基准两部分组成。脉冲放大包括光耦V01，R1和R2，中间级的Vt1，推挽输出电路Vt2和Vt3;对高频干扰信号进行滤波的C1;5V基准部分包括R4，Vz1和C2，既为MOS管提供-5V的反向电压，又为输入光耦提供副边电源。其工作原理是：1)当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使Vt1基极电位迅速下降，Vt1截止，导致Vt2导通，Vt3截止，电源通过Vt2，栅极电阻R5使MOS管导通。2)当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使 Vt1基极电位上升，Vt1导通，Vt2截止，MOS管栅极电荷通过Vt3，栅极电阻R5迅速放电，-5V偏置反压使之可靠的关断。-16-3)电阻R5和稳压管Vz2，Vz3用以保护MOS管栅极不被过高的正、反向电压所损坏。4)光耦Vo1，采用组合光敏管型光耦6N136，具有光敏二极管响应速度快，线性特性好，电流传输大的优点，能满足实验的要求。R2R4R3VT2VT1R5M1VDR1VT3VZ2C1R6VZ3VO1VZ1C2图3-11MOS管驱动电路原理图(三)过流保护电路过流保护是利用 SG3524的10脚加高电平封锁脉冲输出的功能。当 10脚为高电平时，SG3524的脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。过流信号取自电流互感器(对SG3524-1芯片取在主电路中工频变压器的副边，对SG3524-2芯片取在滤波电路前)，经整流后得到电流信号加至如图3-12所示过流保护电路上。过流信号加至电压比较器LM339的同相端。当过流信号使同相端电平比反相端参考电平高时，比较器将输出高电平，则二极管 D1将从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，这一变化将使得电压比较器一直稳定输出高电平封锁脉冲，则Boost电路停止工作，在正常状态下，比较器输出零电平，不影响Boost电路工作。+15VR2 R5R1+5V过流

D2信号R3D1R4C SG3524-10图3-12过流保护电路-17-(四)反馈调压电路反馈调压电路如图 3-13所示：16R1u0D51D1D3W1R3SG3524C接反馈变压器R22D2D4R4图3-13反馈调压电路当逆变器正常工作时，逆变器的输出信号接反馈变压器，此电压经整流、滤波及分压得到反馈电压 U0，显然，调节U0可调节负反馈电压的大小， U0的大小是正比于逆变器的输出电压的。从而调节 W1可调节反馈电压的大小，从而调节逆变器输出电压的幅值。U0控制信号被送到SG3524-1芯片的误差放大器的反相端脚1。误差放大器的同相端脚2接参考电平。这样，SG3524的输出脉冲的占空比就受到反馈信号的控制。调节过程是这样的，当逆变器输出因突加负载而降低时，它会使加在SG3524-1的脚1的输入反馈电压下降，这会导致SG3524-1输出脉冲占空比增加，从而使得Boost电路输出电压升高，逆变桥的直流电压升高，逆变器输出交流电压升高。反之亦然。可见，正是通过SG3524-1的脉宽调制组件的控制作用，实现了整个逆变器的输出自动稳压调节功能。-18-第四章 计算机仿真工具、电路及结果4.1 电路仿真及计算机设计工具 6 78随着计算机技术的飞速发展和大规模集成电路的广泛应用。电气系统工程规模日益庞大，线路日益复杂，而设计研制的期限却日益缩短。电气技术人员逐渐体会到购买元器件动手实验之前应先做一下仿真，即仿真成了设计的第一步。其中，电子电路的计算机辅助设计 (ComputerAidedDesign)技术己经成为电子电路分析设计中不可缺少的有力工具，以集成电路 CAD为基础的电子设计自动化(ElectronicDesignAutomation)已经成为电子学科领域中的重要学科。本文仿真及计算机辅助设计工具选用的是 OrCAD 公司于 1998年推出的OrCADRelease9.0，它包括以下四个部分的功能。①原理图输入、器件信息管理系统 OrCADCapture9.0;②模拟/数字混合电路分析与设计 OrCADPspiceA/D9.0;③印刷板电路设计 OrCADLayoutPLuse9.0;④可编程逻辑设计 OrCADExpressProduct9.0;本文利用OrCAD仿真软件，对前文所做的理论分析及电路设计进行了验证，同时利用仿真结果作为优化设计的依据。4.2 仿真电路、元件、参数及程序4.2.1 主电路仿真图4-1示出了逆变器的仿真电路。为了能更好地贴近实际情况，此逆变器的输入电源为交流电源220V/50Hz，但含有3次、5次奇次谐波，以及偶次谐波中的2次谐波。工频变压器的铁芯用非线性铁芯来模拟。Boost电路中的电感为2mH，在稳态工作时的导通占空比D1为0.6，D1由下式确定：VS,又VS902127V,Ve315V,即D11270.6D111V0315桥式电路的驱动信号是这样产生的。电源V2用来产生三角波，电源V3用来产生正弦波作为基波(即调制波)，然后这两路信号共同输入到电压比较器（DIFF1）用来产生一系列脉冲宽度不同的三角波(幅值也不同)，此三角波输入到GLIMITI(其正向幅值为 15V及负向幅值为 0，这样当输入的信号大于 15时输出为15V，当输入小于0时输出为0)，从GLIMITI的输出信号是一系列等幅不等宽的SPWM波。然后此SPWM波一路直接输入到M2和M4管(其中到M2驱动信号为了隔离要经过电压受控源E1)；另一路则输入到M6管(进行分相处理)，经过M6管后再供给M1和M3管(其中到M1的驱动信号为了相互隔离要经过电压受控-19-源E2)做驱动信号。仿真时用到的各元件型号及参数如图4-1所示。L32mHD5M1M2E1R10.8VOFF=0V1M5EVAMPL=311D2D1FREQ=50V1=0V10C4M4M3VOFF=0V5L1L2V2=151000uTD=020mHR31VAMPL=704mHC1TR=1nV4FREQ=1501000uTF=1nM615VdcD4PW=50uVOFF=0V6D3PER=100uVAMPL=42FREQ=250E2V1=-15V2V2=15V7VOFF=0TD=0VAMPL=10ETR=50uFREQ=100L4TF=50u400mHPW=2nPER=100uR2C31005uVOFF=0V3DDIFF1VAMPL=12GLIMIT1R4FREQ=5010图4-1仿真电路原理图4.2.2 驱动电路仿真电路如图4-2所示，此驱动电路模拟的是当一个驱动脉冲到达光耦的原边时，其副边能否很快的响应，以及后面的功率放大电路(驱动场效应管的驱动信号需具有一定的功率)的输出能否满足要求。 19R2R5470470V3Q2R620VdcR3PN3565V1=15100470V2=0V1DIN4733TD=0D3TR=50uR4Q5Q3R1TF=50uPN424013KPN3565PW=5n470D4PER=100u-5nDIN4744Q45VdcV2DIFF1PN3565DC1GLIMIT1D2C25nDIN4733100u图4-2驱动电路原理图-20-脉冲发生器由三角波K、直流电源K、DIFF1及GLIMIT1所组成。在V(3)点可以得到一个脉冲，其幅值为3V。D3为15V的稳压管，D2，D4均是5V的稳压管。此电路的具体工作原理在前文中已有介绍。下面给出V3和V1V2(即驱动电压)的仿真波形如下图4-3所示：图4-3驱动电路输入输出波形4.2.3 仿真实验结果（一）当逆变器输入为交流电220V/50Hz(含有2次、3次及5次谐波);工频变压器的变比为2.2:l，稳态时Boost电路工作时的导通占空比D10.6;输出交流电压峰值311V(交流输出电压为220V)，频率为50Hz的正弦波;载波信号为l0kHz的三角波;功率开关管采用IRF640，输出高频滤波电容C5F，负载R100。有如下仿真波形。图4-4输入电压波形图4-5输入电压频谱图从图4-4和图4-5中可以看出输入的电压波形已经发生了畸变，波形里面含-21-有2次、3次、5次及7次谐波。此时的输出电压的波形和频谱图分别如图4-6，4-7所示。图4-6输出电压波形图4-7输出电压频谱图从图4-6的输出电压波形及图4-7的输出电压频谱图中可以看出，电路输出电压的频率主要集中在50Hz附近，其他谐波分量较小，其中输入电压中本来含有的2次、3次、5次及7次谐波几乎没有了，逆变电源很好的实现了它的功能。稳态时，Boost电路等效环节的输入电压IL2IL3VM5:dVM5:s、ISM5及输出电压的波形分别如下所示：图4-8Boost等效电路输入电压-22-图4-9升压电感I(L3)波形图4-10开关管城上的电压波形图4-11开关管M5上的电流波形图4-12 Boost等效电路输出电压波形上面的波形验证了前文中理论分析的正确性。用公式 (3-4)，即：D11D12L12RTS-23-计算出的电感值可以满足设计的要求。从开关管上的工作电流和工作电压的波形可以为我们提供选择合适参数的场效应管提供参考，考虑到一定的裕量，可选用IRF840(电压等级为 500V，电流为 8A)。逆变桥的场效应管驱动电压的波形 (即SPWM波)、工作电压和电流波形以及逆变桥输出电压和频谱波形如下图所示：图4-13M2管的栅极驱动电压波形图4-14 M2管的工作电压波形图4-15 M2管的工作电流波形-24-图4-16逆变桥输出电压波形图4-17逆变桥输出电压频谱分析图4-13示出了给场效应管M2驱动信号的SPWM波形，另外M4管的驱动信号和M2管一样，M1和M3的驱动信号与峡管在相位上相差 180度。图4-14和4-15为逆变器中场效应管的选取提供了依据，我们在实验选用的 MOS管为IRF840。图4-16和4-17给出了逆变桥的输出电压和频谱，为后面输出滤波参数的设计提供了指导，同时图4-17中的频谱图也验证了公式(3-5)，即：2Ud JnmMUabt MUdsin t cosm sinmN n tm1n 1,3 m奇数(二)由于此电源是为电网谐波含量多、电压严重畸变的地方的电力用户设计的。考虑到这些实际的情况，我们在做样品之前，也对一系列可能出现的情况进行了最坏的估算，在做仿真分析时，我们用各种各样的电压源作为输入电源均仿真过，输出电压波形效果都能令人满意。下面给出最为典型的，用方波作为输入信号时输出电压的波形。-25-图4-18