基于L6599的串并联谐振变换器设计与实现-设计应用

精品文档-下载后可编辑基于L6599的串并联谐振变换器设计与实现-设计应用摘要：LLC型串并联谐振变换器具有较高的转换效率，根据电路直流增益特性、谐振部分阻抗特性及软开关实现条件，分析推导了主要参数设计方法。结合ST公司推出的L6599集成芯片的特点和主要功能，并给出外围控制电路设计。设计完成样机一台，测试结果和实验数据证明了设计的可行性。

0引言

重量轻、体积小、高效率的"绿色电源"已成为电源产品的发展方向。"软开关"技术便是通过在开关电路中引入缓冲电感和电容，利用其谐振使得开关器件中电流或两端电压按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时使器件关断，当电压下降到零时使器件开通，即零电流开关（ZCS）和零电压开关（ZVS）[1].在开关过渡过程中减小开关的应力而使储存的电磁能量增大，有利于提高变换器的开关频率和效率。

对中小功率直流变换器而言，采用高频软开关技术控制的半桥拓扑易于实现高频化、减小变换器体积、进一步提高系统效率。其中LLC型串并联谐振变换器可实现在全电压范围及全负载条件下主功率管的ZVS和整流二极管的ZCS,效率较高，利于高频化，广泛用于中功率场合。

1电路拓扑和工作原理

半桥LLC串并联谐振变换器电路结构如图1所示，VT1、VT2组成上下一对桥臂，C1、C2和VD1、VD2分别为MOS管VT1、VT2的结电容和寄生反并二极管，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器激磁电感Lm构成谐振网络，Cr也起了隔直电容的作用。变压器副边为桥式整流，Co为输出滤波电容。

图1半桥LLC型串并联谐振变换器拓扑

LLC谐振变换器有两个本征谐振频率，定义由Lr和Cr发生谐振的谐振频率为：

由Lr、Lm和Cr发生谐振时的谐振频率为：

当变换器工作在fmfsfr频率范围内，用SABER软件进行仿真，主要波形如图2所示，UCr是Cr两端电压，Uds1为MOS管VT1漏-源电压，io为输出电流，ir和im分别为谐振电流和变压器原边激磁电流。

2参数设计

1）主电路参数设计

半桥LLC谐振电路是一非线性电路，在此先将其转换为一线性电路（如图3），采用基波法分析。推导得变换器直流增益Gdc为：

式中x为开关频率fs相对于谐振频率fr的归一化频率；n为变压器原副边匝比；系数k是Lr把Lm归一化的量，定义k=Lm/Lr;串联谐振电路品质因数为Q.

图3半桥LLC谐振的稳态等效电路

变换器能量传递主要由谐振网络从输入源侧传送到负载端，谐振网络是整个变换器设计的重点。而LLC谐振变换器各参数间关系及影响较两元件谐振变换器要复杂，需在初步确定各参数值的基础上再进行整体优化。

先根据电压增益和工作频率选取n,n需满足轻载下的直流增益要求。再根据式（3）在Uin且空载（Q=0）情况下须达到要求的Uo来选取k值。当n、k固定时，Gdc、x和Q的关系如图4所示。每条增益曲线随着频率的增大都是先增大后减小，在某个频率点处都有一拐点，且随Q的增大直流增益减小，拐点频率则增大。对于各Q值相应的Gdc曲线上的拐点，我们在此引入归一化输入阻抗：

其中Zn为归一化输入阻抗，Zin为谐振网络的输入阻抗，Zr为特征阻抗，Zr=2πfrLr.

图4k、n一定时Gdc、x和Q关系图

由图5可见当xx0时谐振网络的输入阻抗Zin呈容性，x1时Zin则呈感性，x0x1时Zin呈容性还是感性则取决于x和Q.Q一定时，fs较fr越大越容易呈容性，相反越接近则越易呈感性；fs一定时，Q越大越易呈容性，Q越小越易呈感性。当输入阻抗呈阻性时得：

图5谐振网络归一化输入阻抗特性

谐振网络工作在感性区内时，输入电流滞后于输入电压，当一桥臂驱动信号由高电平变为低电平时电流对上、下桥臂MOS管结电容充放电以使得另一桥臂零电压开通。当xxz时工作于感性区域，由式（3）和（5）得：

Qmax是在输入阻抗为阻性时的值，工程上一般取5%左右的余量，即QZVS1=95%·Qmax。

变换器从空载至满载均要实现零电压开关，则空载且Uin时仍需满足零电压开关的条件：

其中Ceq为MOS管的寄生结电容，td为VT1、VT2均没有触发信号的死区时间。

在fmfsfr范围内选取Q≤min{QZVS1,QZVS2},才能确保随着Uin升高，为维持Uo而提高开关频率的变换器仍工作在感性区域。

图6表示n、Q一定不同k值时Gdc曲线图，可见k值越小时相同频率变化范围内Gdc变化越明显，有利于宽Uin范围的调节；而k越小在一定程度上Lm越小，则由电流增加带来的开关管及变压器损耗的增加会影响变换效率。k值越大时Gdc越小，Uin较低时使得Uo无法满足设计要求，且k越大fm和fr间频率范围越大，不利于磁性元件的设计，需折中优化选取k值。

图6不同k值下变换器直流增益曲线图

在确定了谐振网络中各元件的值后k与Q的乘积便固定了，见式（8），减小k值需相应地调大Q值，反之亦然。

根据上述步骤选定主要谐振参数后，结合各参数间的相互关系，可进行合理优化选取。

2）控制电路设计

意法半导体（ST）于2022年推出了一款专为串联谐振半桥拓扑设计的双终端控制器芯片L6599，该芯片可直接连接功率因数校正器的专门输出，轻载时能让电路工作于突发模式，提高轻载时变换器的转换效率。

（1）工作频率范围设置。

见图7,电阻RFmax一端与4脚相连，另一端连在光耦中三极管的集电极端，输出端的反馈信号通过光耦对这一支路上电流的调节，改变3脚上电容CF的充放电频率从而实现频率的改变。

RFmin确定谐振变换器的工作频率，当输出电压小于等于额定电压时变换器工作在固定的开关频率。

（2）过流和过载保护。

PWM变换器通过控制开关管的占空比实现能量流动，检测电流超过设定的极限值时预先终止开关管的导通便限制了能量地流动。而谐振变换器的占空比固定，通过改变频率来限制能量流动，这意味至少要到下个振荡周期才能察觉频率的变化，若要有效地限制能量流动，频率的变化率必须低于频率本身。检测电流输入的初级电流须均分，测量电路见图7.

图7L6599外围主要端脚连接示意图

（3）欠压保护输入。

在DC/DC前级再加PFC的系统中，根据PFC级的输出电压此功能就相当于一个上电/断电顺序或欠压保护输入。高压直流输入电压通过电阻分压后接到L6599的7脚（LINE），与内部基准进行比较。

（4）轻负载突发模式。

在轻载或空载时开关频率会达到值，为确保输出电压可调并避免失去软开关条件，且尽可能减小im引起的损耗，采用突发模式，一部分开关周期被较长时间的隔开，以降低平均开关频率，平均激磁电流随之减小，损耗也会减小。

（5）驱动电路。

对高压侧开关的驱动采用自举方式，L6599内部整合了一高压浮动结构以承受超过600V的电压，并有同步驱动高压金属氧化物半导体，取代了外部快恢自举二极管，本文所选择的驱动电路如图7。

3实验验证与分析

基于L6599研制串并联谐振半桥变换器样机一台，并进行实验验证。该样机的主要参数如下：

输入电压：Uin=270V±10%DC

输出电压：Uo=±180VDC

输出额定功率：Po=550W

按上述方法选取n=0.4,k=6.5,Q=0.39,电路工作频率120kHz,谐振频率100kHz,由此得谐振参数：Lm=130μH,Lr=20μH,Cr=0.15μF.

输入电压相同输出负载变化时，谐振网络的输入归一化阻抗、直流电压增益发生使得工作频率变化，实验波形如图8所示。

图8不同负载下的谐振电流波形

在输入电压一定（输入为额定电压）、负载不同的情况下，MOS管零电压开关的实现如图9所示。对于相同的直流电压增益比，随着载变轻工作频率会相应提高但根据设计仍能保证MOS管的零电压开通。

图9不同负载下MOS管驱动和漏源极电压波形

输出功率相同而输入电压不同时此实验样机在整个输入电压范围内均可实现功率管的零电压开关，见图10。

图10不同输入电压下MOS管驱动和漏源极电压波形

图9和图10可见该样机在要求的电压和输出负载范围内均实现了开关管的零电压开通。

谐振变换器正是靠改变工作频率来调节输出电压，图11（a）表示随着输入电压升高工作频率变大；图11（b）则表示输入电压相同时负载电流的增大而开关频率减小，与理论分析的基本一致。

（a）Po=550W,不同Uin时开关频率曲线

（b）Uin=270V,不同Po时开关频率曲线

图11工作频率变化曲线

图12（a）效率在95%以上，额定输出时效率为94.5%;在输出功率一定时，随着输入电压的升高，输入电流减小，开关管的导通损耗及变压器的铜损有所减小，变换器效率相应的有所提高，如图12（b）。

（a）Uin=270V时不同Po的效率曲线

（b）Po=550W时不同Uin效率曲线

图12LLC谐振半桥效率曲线

4结束语