串扰噪声分析-基础电子

精品文档-下载后可编辑串扰噪声分析-基础电子前面的部分阐述了串扰是由于相邻导体间的互容和互感引起的，那么互容和互感也就决定了耦合到相邻传输线上的噪声。采用如图1所示的模型来分析串扰噪声。假设FR4基板上有两条相邻的50Ω微带线，线宽为W，间距为S，耦合长度为L。为了排除反射的影响，在线的两端端接50Ω匹配负载。微带线1即动态线的一端接信号源，输出幅度为IV的上升沿。

如图2所示为图1给出模型的等效电路，以及信号上升沿在传输线上的空间延伸G当信号沿微带线1传播时，它除了感受到自身的电容和电感外，还能感受到与微带线2之间的互容CM和互感LM。

图1串扰分析基本模型

图2串扰分析基本模型的等效电路

在信号波前覆盖的部分，变化的电压对CM充电，那么就有电流ICM经过CM从微带线1流到微带线2，此电流在微带线2上将向两个方向流动，分别为ICM，NEAR和ICM，FAR，且有

ICM=ICM,NEAR+ICM,FAR

在每一个时刻，因互容引起的容性耦合电流为

式中，V为微带线1上的信号电压，CM为信号波前覆盖区域上总的耦合电容：

CM=CMO×RT×V

式中，CMO为单位长度耦合电容，也就是“SPICE”电容矩阵中的C21。那么，注入到微带线2上的瞬时容性耦合电流的总量为

因传输线是均匀的，两个方向的电流感受的阻抗相同，则有

同时，在微带线1上信号波前覆盖的部分，电流也在发生变化，这一变化的电流通过互感在微带线2上感应出电流ILM，方向和微带线1中的电流相反，如图3所示。同理可得，微带线1、2间互感中感应的瞬时电压为

式中，LM0为单位长度耦合电容，也就是“SPICE”电感矩阵中的L21。

值得注意的是，瞬时耦合噪声与耦合电容和电感、信号速度，以及信号强度成正比，而与信号上升时间无关。因为，虽然上升时间快，信号电压及电流变化率大，但足，上升时间越快，则信号波前的空间覆盖区域越小。

上面对瞬时耦合电流、电压的定义是基于一个假设：微带线1、2的耦合区域长度大于信号波前的空间覆盖。当信号从驱动器输出之后，信号上升沿逐渐移进耦合区，信号电压、电流变化率保持不变，但波前覆盖区域不断增大，则耦合电容和耦合电感不断增大，故瞬时耦合电流和电压不断增大，直到信号空间前沿全部进入耦合区，信号变化率继续保持不变，而耦合电容和耦合电感也不再变化，则瞬时耦合电流和电压达到一个稳定值。信号空间前沿的长度为

式中，ιsat为饱和长度。在耦合长度小于饱和长度的情况下，瞬时耦合电流和电压将无法达到上述的稳定值。

图3串扰电流

信号是向前传播的，信号波前的覆盖区域也是以速度v向前移动的，则产生感应电流的位置也是不断向前移动的，如图4所示将其等效为两个沿微带线、以速度v向前移动的电流源。这两个电流源产生的电流一部分传向近端，形成近端串扰或称为后向串扰，—部分传向远端，形成远端串扰或称为前向串扰。但是，这两个电流源的位置不是固定的，而是以信号传播速度相同的速度向远端移动，所以前向串扰和后向串扰表现为不同的形式。

图4容性串扰和感性串扰

容性串扰的近端噪声和远端噪声极性相同，而感性串扰的近端噪声和远端噪声极性则相反。通常，容性串扰和感性串扰是同时存在的，总的串扰为二者叠加。对于近端串扰，总的串扰电压为

近端串扰出现在信号前沿进入耦合区的瞬间，并不断增大，在信号前沿完全进入耦合区后达到稳定值，经过传输线的延迟TD后，信号到达远端，干扰信号将因信号前沿逐渐走出耦合区而减小、直到消除。但消除前的产生干扰信号将再过TD也就是莎＝2TD时才到达近端。所以，近端串扰始于信号进入耦合区域的时刻，并持续2TD的时间。

总的远端串扰噪声电压为

由于远端的容性串扰和感性串扰具有相反的极性，所以在远端二者呈现抵消趋势。传向远端的干扰信号和有用信号上升沿同步传输，那么远端串扰始于TD，持续时间为信号的上升或下降时间。

在数字系统中，大量的走线相互靠近，串扰也互相叠加起来。对容性串扰而言，走线之间相互屏蔽，因此随着受害线和侵略线间隔的加大，耦合系数下降很快，所以对于一个走线来说，容性串扰通常对于邻近的走线较大而对其他的走线显得很小；对感性串扰而言，因为走线对磁场的屏蔽系数很小，所以耦合系数随距离的增加下降得很慢，因而距离较远的走线之间的感性串扰也比较强。总之，对邻近的走线，容性串扰和感性串扰同时存在且容性串扰通常比较强，而对距离较远的走线，串扰主要呈现为感性。

下面通过一个实例来观察串扰噪声。采用图5所示的串扰分析基本模型，FR4基板厚度331.47μm；微带线1、2的宽度均为600μm；对应的特性阻抗为50Ω；耦合时间长度