电脑基础知识

电脑基础知识第1页/共55页

LCD和等离子体TV市场逐年增长。这些市场和其他市场都需要一种具有如下功能特色的SMPS产品：

TheLCDandPLASMATVmarketisgrowingeachyear.TheseandalsoothermarketscallforanSMPSunitthatcanprovidethesefeatures:输出功率范围：150W～600W

Outputpowerfrom150Wupto600W宽范围交流输入Universalmains有源和无源PFC（由所需的功率所决定）

ActiveorpassivePFC(givenbyneededpower)宽度和空间有限，无风扇：通风条件有限Limitedwidthandspace,nofan:limitedairflow低待机能耗Lowstandbypowerconsumption消费类电子市场：残酷的竞争ConsumerElectronicsmarket:fiercecompetition

上述要求能够通过一个SMPS来实现，该电路可以提供：

TheaboverequirementscanbefulfilledwithanSMPSthatprovides:高功率密度Highpowerdensity平滑的EMI特征SmoothEMIsignature元件数量少、成本经济性好的解决方案Costeffectivesolutionwithminimumcomponentcount为何采用LLC串连谐振变换器？

WhyanLLCSeriesResonantConverter?第2页/共55页LLC串连谐振变换器的优点

BenefitsofanLLCSeriesResonantConverter

串连谐振式变换器的类型。与其他谐振结构相比，该谐振器可以在相对较宽的电压和输出负载范围内工作

Typeofserialresonantconverterthatallowsoperationinrelativelywideinputvoltageandoutputloadrangewhencomparedtotheotherresonanttopologies元件数量有限：谐振回路元件可以集成到单个变压器（唯一需要的磁元件）中Limitednumberofcomponents:resonanttankelementscanbeintegratedtoasingletransformer–onlyonemagneticcomponentneeded在所有通常负载条件下，原边开关都工作在零电压开关（ZVS）条件下ZeroVoltageSwitching(ZVS)conditionfortheprimaryswitchesunderallnormalloadconditions副边二极管工作在零电流开关条件下，无反向恢复损耗

ZeroCurrentSwitching(ZCS)forsecondarydiodes,noreverserecoverylosses用于中、高输出电压变换器的高成本效益、高效率和EMI友好的解决方案Costeffective,highlyefficientandEMIfriendlysolutionforhighandmediumoutputvoltageconverters第3页/共55页议程Agenda为何采用HBLLC变换器WhyanHBLLCconverterHBLLC变换器和谐振回路的构形ConfigurationsoftheHBLLCconverterandaresonanttankHBLLC的工作状态

OperatingstatesoftheHBLLCHBLLC变换器建模和增益特性HBLLCconvertermodelingandgaincharacteristics原边电流和谐振电容的参数确定Primarycurrentsandresonantcapdimensioning副边整流设计和输出电容参数的确定Secondaryrectificationdesignandoutputcapdimensioning谐振电感的平衡性Resonantinductancebalance变压器绕组参数的确定和变压器的制作Transformerwindingdimensioningandtransformerconstruction第4页/共55页一种HBLLC的构形——单个谐振电容

ConfigurationsofanHBLLC–SingleRes.Cap

-更高的输入电流纹波和RMS值HigherinputcurrentrippleandRMSvalue流过谐振电容的RMS电流更大HigherRMScurrentthroughtheresonantcapacitor需要耐高压（600-1500V）的谐振电容Highvoltage(600–1500V)resonantcapacitorneeded低成本Lowcost小尺寸/布局简单Smallsize/easylayout第5页/共55页与单电容解决方案相比，这种分体连接具备如下特点Comparedtothesinglecapacitorsolutionthisconnectionoffers:更低的输入电流纹波和RMS值(1/√2)

LowerinputcurrentrippleandRMSvalue(1/√2)谐振电容承受一半的RMS电流ResonantcapacitorshandlehalfRMScurrent所用电容的量值为单个谐振电容的一半

Capacitorswithhalfcapacitanceareused当可以利用钳位二极管实现低成本、方便的保护时，电路可采用低额定电压（450V）的谐振电容Lowvoltageratings(450V)fortheresonantcapacitorswhenclampingdiodesD3,D4performaneasyandcheapoverloadprotection一种HBLLC的构形——谐振电容采用分体结构ConfigurationsofanHBLLC–SplitRes.Cap第6页/共55页谐振回路构形——分立元件解决方案

ResonantTankConfigurations–DiscreteSolution谐振电感放置在变压器之外

Resonantinductanceislocatedoutsideofthetransformer优点Advantages:-更高的设计灵活形（设计者可以选择任意满足需要的Ls

和Lm组合Greaterdesignflexibility(designercansetupanyLsandLmvalue)）-更低的EMI辐射LowerradiatedEMIemission这种解决方案的缺点在于Disadvantagesofthissolutionare:原边和副边绕组之间的绝缘变得复杂

Complicatedinsulationbetweenprimaryandsecondarywindings绕组的冷却条件较差Worsecoolingconditionsforthewindings需要对更多的元件进行安装

Morecomponentstobeassembled第7页/共55页变压器的漏电感被用作一个谐振电感

Leakageinductanceofthetransformerisusedasaresonantinductance优点Advantages:-低成本，只需一个磁性元件Lowcost,onlyonemagneticcomponentisneeded

SMPS的尺寸往往更小UsuallysmallersizeoftheSMPS变压器绕组的冷却条件更好Bettercoolingconditionsfortransformerwindings原边和副边之间可以方便地实现绝缘

Insulationbetweenprimaryandsecondarysideiseasilyachieved缺点Disadvantages:灵活性较差（可用的LS电感范围有限）

Lessflexibility(achievableLsinductancerangeislimited)

EMI辐射更强HigherradiatedEMIemission采用集成化谐振回路的LLC的工作方式与采用分立的Ls解决方案之间存在轻微的差别

LLCwithintegratedresonanttankoperatesinaslightlydifferentwaythanthesolutionwithdiscreteLs原边和副边之间存在更强的邻近效应

Strongproximityeffectintheprimaryandsecondarywindings谐振回路构形——集成化的解决方案

ResonantTankConfigurations–IntegratedSolution

第8页/共55页议程Agenda为何采用HBLLC变换器WhyanHBLLCconverterHBLLC变换器和谐振回路的构形ConfigurationsoftheHBLLCconverterandaresonanttankHBLLC的工作状态

OperatingstatesoftheHBLLCHBLLC变换器建模和增益特性HBLLCconvertermodelingandgaincharacteristics原边电流和谐振电容的参数确定Primarycurrentsandresonantcapdimensioning副边整流设计和输出电容参数的确定Secondaryrectificationdesignandoutputcapdimensioning谐振电感的平衡性Resonantinductancebalance变压器绕组参数的确定和变压器的制作Transformerwindingdimensioningandtransformerconstruction第9页/共55页LCC变换器的工作状态：

LLCconvertercanoperate:a)Fmin

～

Fs之间

betweenFminandFs， c)高于FsaboveFsb)直接谐振在Fs上directinFs d)Fmin和Fs之间——过载

betweenFminandFs–overload

e)Fmin以下belowFmin

。LLC变换器的工作状态

OperatingStatesoftheLLCConverter可以确定两个谐振频率Tworesonantfrequenciescanbedefined:分立谐振回路解决方案Discreteresonanttanksolution第10页/共55页c)Fop>Fs时，基于分立谐振回路的解决方案的工作波形OperatingwaveformsforFop>FsDiscreteresonanttanksolutionCBADEFLLC变换器的工作状态OperatingStatesoftheLLCConverter第11页/共55页集成化的谐振回路的行为特性不同于分立式的谐振回路

Integratedresonanttankbehavesdifferentlythanthediscreteresonanttank漏电感来自于变压器绕组的耦合leakageinductanceisgivenbythetransformercoupling只有在原边和副边之间存在能量的传递时，Llk才起作用Llkparticipatesonlyifthereisaenergytransferbetweenprimaryandsecondary

一旦副边的二极管在ZCS条件下闭合时Llk没有能量OncethesecondarydiodesareclosedunderZCS,Llkhasnoenergy在HBLLC中，副边的二极管在ZCS条件下始终处于关断状态。谐振电感和磁化电感永远不会象在基于分立谐振元件的解决方案中那样共同参与谐振。SecondarydiodesarealwaysturnedOFFunderZCSconditioninHBLLC.TheresonantinductanceLsandmagnetizinginductanceLmneverparticipateintheresonancetogetheraswithdiscreteresonanttanksolution!LLC变换器的工作状态OperatingStatesoftheLLCConverter集成化的谐振回路解决方案Integrated

resonanttanksolution第12页/共55页LLC变换器再次可以工作在：

LLCconvertercanagainoperate:a)

Fmin～Fs之间

betweenFminandFs

c)高于Fs

aboveFsb)直接谐振在Fs上directinFs

d)

Fmin和Fs之间——过载

betweenFminandFs–overload

e)低于Fmin

belowFmin

可以定义两种谐振频率Tworesonantfrequenciescanbedefined:集成化的谐振回路解决方案Integrated

resonanttanksolutionLLC变换器的工作状态OperatingStatesoftheLLCConverter第13页/共55页议程Agenda为何采用HBLLC变换器WhyanHBLLCconverterHBLLC变换器和谐振回路的构形ConfigurationsoftheHBLLCconverterandaresonanttankHBLLC的工作状态

OperatingstatesoftheHBLLCHBLLC变换器建模和增益特性HBLLCconvertermodelingandgaincharacteristics原边电流和谐振电容的参数确定Primarycurrentsandresonantcapdimensioning副边整流设计和输出电容参数的确定Secondaryrectificationdesignandoutputcapdimensioning谐振电感的平衡性Resonantinductancebalance变压器绕组参数的确定和变压器的制作Transformerwindingdimensioningandtransformerconstruction第14页/共55页LLC变换器建模——等效电路LLCConverterModeling–EquivalentCircuit

等效电路的传递函数Transferfunctionofequivalentcircuit:Z1,Z2

与频率有关=>LLC变换器的行为特性类似于一个与频率有关的分压器。负载越高，Lm所受到的、由Rac所产生的嵌位作用就越大。于是，LLC谐振回路的谐振频率在Fs

和Fmin之间变化。Z1,Z2arefrequencydependent=>LLCconverterbehaveslikefrequencydependentdivider.

Thehigherload,theLmgetstobemoreclampedbyRac.ResonantfrequencyofLLCresonanttankthuschangesbetweenFsandFmin.LLC变换器可以通过一阶基波近似来描述。仅仅是近似——精度极为有限！在Fs处达到最高精度

LLCconvertercanbedescribedusingfirsfundamentalapproximation.Onlyapproximation–accuracyislimited!!BestaccuracyisreachedaroundFs.第15页/共55页在使用基频近似时，实际的负载电阻必须被修改，因为实际的谐振回路是由电压方波驱动的

Realloadresistancehastobemodifiedwhenusingfundamentalapproximationbecausetherealresonanttankisdrivenbysquarewavevoltage.考虑方波的基频分量，在RMS电压是：

Consideringthefundamentalcomponentofthesquarewave,theRMSvoltageis:在全波桥电路中，RMS电流为：

Inafull-wavebridgecircuittheRMScurrentis:AC电阻Rac

可以表示为：TheACresistanceRaccan

beexpressedas:LLC变换器建模——等效电路LLCConverterModeling–EquivalentCircuit

第16页/共55页谐振回路方程ResonantTankEquations品质因数Qualityfactor:特性阻抗Characteristic

impedance:Lm/Ls

比：

Lm/Lsratio:最小谐振频率：Minimumresonantfrequency:串连谐振频率：Seriesresonantfrequency:与负载有关Loaddependent!！变换器的增益：Gainoftheconverter:第17页/共55页归一化的增益特性NormalizedGainCharacteristic区域1：ZCS区Region3:ZCSregion区域1和区域2:ZVS工作区Region1and2:ZVSoperatingregionsQ=0.05–HeavyloadZCSZVSQ=200–Lightload第18页/共55页增益特性讨论GainCharacteristicDiscussion-所需要的工作区是在增益特性曲线的右侧（负斜率意味着原边MOSFET工作在ZVS模式下）

Thedesiredoperatingregionisontherightsideofthegaincharacteristic(negativeslopemeans–ZVSmodeforprimaryMOSFETs).LLC变换器工作在fs＝1的状态下，其增益为1（对于分立谐振回路元件解决方案）——由变压器的匝数比来决定。从效率和EMI的角度来看，该工作点

是最有吸引力的——正弦原边电流、MOSFET和副边二极管得到了最优化的利用。该工作点只能在特定的工作电压和负载条件下达到（往往是指满负载和名义值Vbulk）。

GainoftheLLCconverter,whichoperatesinthefsis1(fordiscreteresonanttanksolution)-i.e.isgivenbythetransformerturnsratio.ThisoperatingpointisthemostattractivefromtheefficiencyandEMIpointofview–sinusoidalprimarycurrent,MOSFETsandsecondarydiodesoptimallyused.Thisoperatingpointcanbereachedonlyforspecificinputvoltageandload(usuallyfullloadandnominalVbulk).

增益特性曲线的形状以及所需要的工作频率范围将由如下参数给出：Gaincharacteristicsshapeandalsoneededoperatingfrequencyrangeisgivenbytheseparameters:-Lm/Ls比Lm/Lsratio谐振回路的特征阻抗Characteristicimpedanceoftheresonanttank负载值Loadvalue-变压器匝数比Transformerturnsratio第19页/共55页如何获取增益特性？HowtoObtainGainCharacteristics?

使用任何一种仿真软件（如PSpice，Icap4等）中的基频近似和AC仿真

UsefundamentalapproximationandACsimulationinanysimulationsoftwarelikePSpice,Icap4etc..

Rac就是所用的参数Racistheparameter!

1V幅值的AC电源1VamplitudeACsupply在给定的Rac参数下，可以直接绘制增益曲线DirectgainplotforgivenRac第20页/共55页分立元件解决方案的仿真原理图Simulationschematicfordiscretesolution集成解决方案的仿真原理图Simulationschematicforintegratedsolution对于分立和集成谐振回路DiscreteandIntegratedTankGainDifferences第21页/共55页满载时的Q和k因数优化FullLoadQandkFactorsOptimization这两个因数的恰当选择是LLC谐振变换器设计的关键！它们的选择将影响到变换器的如下特性：ProperselectionofthesetwofactorsisthekeypointfortheLLCresonantconverterdesign!Theirselectionwillimpacttheseconvertercharacteristics:输出电压调节所需的工作频率范围Neededoperatingfrequencyrangeforoutputvoltageregulation

线性和负载调节率范围

Lineandloadregulationranges-谐振回路中循环能量的大小

Valueofcirculatingenergyintheresonanttank变换器的效率

Efficiencyoftheconverter在优化时，效率、线性和负载调节率范围往往是最重要的判据Theefficiency,lineandloadregulationrangesareusuallythemostimportantcriteriaforoptimization.

品质因数Q直接受负载的影响。它由满负载条件下的Ls

和Cs

元件值决定：QualityfactorQdirectlydependsontheload.ItisgivenbytheLsandCscomponentsvaluesforfullloadconditions:第22页/共55页-更高的Q值可以实现更大的Fop范围要在给定的负载下获得更高的Q值，必须降低特性阻抗，=>更高的Cs

HigherQfactorresultsinlargerFoprangeCharacteristicimpedancehastobelowerforhigherQandgivenload=>higherCs

-低Q因数会造成调压能力的下降！

LowQfactorcancausethelossofregulationcapability!

-在Q值很低的情况下，LLC增益特性退化到SRC。

LLCgaincharacteristicsaredegradedtotheSRCforverylowQvalues.0.0000.0500.1000.1500.2000.2501.00E+041.00E+051.00E+06频率[Hz]Gain[-]Q=2Q=3Q=4n=8,Ls/Lm=6,Q=parameter,Rload=2.4WGminGmaxDf@Q=4Df@Q=3Neededgainsband实现满负载稳压时所需的增益分布带forfullloadregulation满载时的Q和k因数优化FullLoadQandkFactorsOptimization第23页/共55页k=Lm/Ls比决定了Lm

中存储多少能量。Thek=Lm/LsratiodictateshowmuchenergyisstoredintheLm.更高的k值将造成磁化电流和变换器增益的降低Higherkwillresultinthelowermagnetizingcurrentandgainoftheconverter.-K因数更高，则所需的调节频率范围也越大

Neededregulationfrequencyrangeishigherforlargerkfactor.0.0000.0500.1000.1500.2000.2501.00E+041.00E+051.00E+06频率[Hz]Gain[-]k=2k=4k=6k=8k=10GmaxGminNeededgainsbandforfullloadregulationDf@k=6Df@k=2n=8,Cs=33nF,Ls=100uH,Lm=parameter,Rload=2.4W满载时的Q和k因数优化FullLoadQandkFactorsOptimization第24页/共55页在实践中，Ls

（集成化的变压器解决方案中的漏电感）只能在有限的范围内取值，而且由变压器的构造（以满足所需的功率水平）和匝数比所决定。

Practically,theLs(i.e.leakageinductanceoftheintegratedtransformerversion)hasonlylimitedrangeofvaluesandisgivenbythetransformerconstruction(forneededpowerlevel)andturnsratio.Q因数的计算由所需要的标称工作频率fs所给出。

TheQfactorcalculationisthengivenbythewantednominaloperatingfrequencyfs.K因数也必须计算出来，以确保输出电压调节率（线电压和负载发生变化）所需的增益。

Thekfactorhastobethencalculatedtoassuregainsneededfortheoutputvoltageregulation(withlineandloadchanges).

在设定K因数时，可以让变换器在轻负载时无法继续维持稳压作用——可以轻松地实现忽略模式，以降低无负载条件下的功耗。Thekfactorcanbesetinsuchawaythatconverterwontbeabletomaintainregulationatlightloads–skipmodecanbeeasilyimplementedtolowernoloadconsumption.满载时的Q和k因数优化FullLoadQandkFactorsOptimization第25页/共55页议程Agenda为何采用HBLLC变换器WhyanHBLLCconverterHBLLC变换器和谐振回路的构形ConfigurationsoftheHBLLCconverterandaresonanttankHBLLC的工作状态

OperatingstatesoftheHBLLCHBLLC变换器建模和增益特性HBLLCconvertermodelingandgaincharacteristics原边电流和谐振电容的参数确定Primarycurrentsandresonantcapdimensioning副边整流设计和输出电容参数的确定Secondaryrectificationdesignandoutputcapdimensioning谐振电感的平衡性Resonantinductancebalance变压器绕组参数的确定和变压器的制作Transformerwindingdimensioningandtransformerconstruction第26页/共55页Fsw=Fs原边电流——单谐振电容

PrimaryCurrents–SingleResonantCap

IIN,IDM1ICsVCsIDM2第27页/共55页IINICs2VCs2ICs1IDM1IDM2原边电流——分体谐振电容PrimaryCurrents–SplitResonantCapFsw=Fs第28页/共55页单体和分体谐振电容解决方案——24V/10A应用Singleandsplitresonantcapacitorsolutions-24V/10Aapplication原边电流的比较ComparisonofPrimaryCurrents

参数Parameter单电容SingleCap分体电容SplitCapsICs_Pk2.16A1.08AICs_RMS1.52A0.76AIIN_Pk2.16A1.08AIIN_RMS1.07A0.76A分体式的解决方案可以让谐振电容的电流降低50％，并让输入rms电流降低30％

Splitsolutionoffers50%reductioninresonantcapacitorcurrentand30%reductionininputrmscurrent根据电流和电压额定值来选择谐振电容Selectresonantcapacitor(s)forcurrentandvoltageratings第29页/共55页-体二极管仅在死区时间（A）中导通

Bodydiodeisconductingduringthedeadtimeonly(A)-MOSFET在余下时间中导通（B）

MOSFETisconductingfortherestoftheperiod(B)-导通损耗由Qg所决定（在驱动电路而非MOSFET中消耗）

TurnONlossesaregivenbyQg(burnedinthedrivernotinMOSFET)-MOSFET在非零电流状态下关断＝>关断损耗

MOSFETturnsOFFundernon-zerocurrent=>turnOFFlosses原边开关元件参数的确定PrimarySwitchesDimensioningAB第30页/共55页MOSFETRMS电流值的计算MOSFETRMScurrentcalculation-体二极管导通时间可以忽略Thebodydiodeconductiontimeisnegligible-假定MOSFET电流为半正弦波形

AssumethattheMOSFETcurrenthashalfsinusoidwaveform关断电流的计算TurnOFFcurrentcalculation-假定磁化电流是线性增长的Assumethatthemagnetizingcurrentincreaseslinearly-关断损耗（EOFF@IOFF)可以在MOSFET的数据表中找到

TurnOFFlosses(EOFF@IOFF)canbefindintheMOSFETdatasheet原边开关元件参数的确定PrimarySwitchesDimensioning第31页/共55页议程Agenda为何采用HBLLC变换器WhyanHBLLCconverterHBLLC变换器和谐振回路的构形ConfigurationsoftheHBLLCconverterandaresonanttankHBLLC的工作状态

OperatingstatesoftheHBLLCHBLLC变换器建模和增益特性HBLLCconvertermodelingandgaincharacteristics原边电流和谐振电容的参数确定Primarycurrentsandresonantcapdimensioning副边整流设计和输出电容参数的确定Secondaryrectificationdesignandoutputcapdimensioning谐振电感的平衡性Resonantinductancebalance变压器绕组参数的确定和变压器的制作Transformerwindingdimensioningandtransformerconstruction第32页/共55页副边整流器的设计SecondaryRectifierDesign副边整流器工作在ZCS状态下SecondaryrectifiersworkinZCS可能采用的架构Possibleconfigurations:a) 推挽结构——提供低电压/大电流输出Push-Pullconfiguration–forlowvoltage/highcurrentoutputb) 桥式结构——提供高压/小电流输出Bridgeconfiguration–forhighvoltage/lowcurrentoutputc) 桥式结构与2个副边绕组的组合——提供互补的输出电压Bridgeconfiguration

withtwosecondarywindings–forcomplementaryoutputvoltages优点Advantages:与桥式结构相比，二极管压降减少了一半。

Halfthediodedropscomparedtobridge单体封装，可以使用成对加工的双二极管Singlepackage,dualdiodecanbeused

空间利用率高Spaceefficient缺点：Disadvantages:

需要附加的线圈Needadditionalwinding

更高的整流器击穿电压

Higherrectifierbreakdownvoltage

线圈之间需要更好的匹配

Needgoodmatchingbetweenwindings推挽结构Push-PullConfiguration第33页/共55页计算式Equations24V/10A输出outputRMS二极管电流RMSdiodecurrent

平均二极管电流AVGdiodecurrent

峰值二极管电流Peakdiodecurrent12V/20A输出output副边电流计算——推挽工作

SecondaryCurrentCalculations–Push-Pull

为了简化计算，假设电流为正弦变化，而且Fop=FsTosimplifycalculations,assumesinusoidalcurrentandFop=Fs第34页/共55页计算式Equations24V/10AVf=0.8V,Rd=0.01Ohm由于正向压降而带来的损耗:

Lossesduetoforwarddrop由于动态电阻而带来的损耗Lossesduetodynamicresistance:12V/20AVf=0.5V,Rd=0.01Ohm计算式Equation24V/10A12V/20A整流电路损耗——推挽结构

RectifierLosses–Push-Pull

第35页/共55页优点Advantages:器件额定电流低

Lowervoltagerating-只需一个绕组Needsonlyonewinding无需实现绕组间的匹配Nomatchingneededforwindings缺点Disadvantages:-更高的二极管压降Higherdiodedrops需要4只整流管Needfourrectifiers副边整流电路——桥式结构

SecondaryRectifiers-BridgeConfiguration

第36页/共55页选择恰当的拓扑（推挽还是桥式）Selectappropriatetopology(push-pullorbridge)计算出整流元件中的峰值、平均值和RMS值电流Calculaterectifierpeak,AVGandRMScurrent根据所需要的电流和电压额定值选用出恰当的整流元件Selectrectifierbasedontheneededcurrentandvoltageratings测量应用中的二极管上的电压波形，设计出吸收网络，以限制二极管电压的过冲，改善其EMI特征（LLC需要“微弱的”吸收网络，因为二极管工作在ZCS模式下）MeasurethediodevoltagewaveformintheapplicationanddesignsnubbertolimitdiodevoltageovershootandimproveEMIsignature(forLLC“weak”snubberisneededsincediodesoperateinZCSmode)注：Notes:fop<fs

时，电流纹波增加，电流波形仍然为半“正弦波”，但是在每个半周期内都存在死区时间

Thecurrentrippleincreasesforfop<fs,thecurrentwaveformisstillhalf“sinusoidal”butwithdeadtimesbetweeneachhalfperiod对于低压和大电流LLC应用来说，峰值电流很高——以12V/20A输出为例：Ipeak=31.4AandIRMS=9.7A！每个“m”都很关键——PCB布局布线。副边整流通道应该尽可能地对称，以确保每个开关周期的参数相一致

ThepeakcurrentisveryhighforlowvoltageandhighcurrentLLCapplications–example12V/20Aoutput:Ipeak=31.4AandIRMS=9.7A!!Each“m”becomescritical-PCBlayout.Thesecondaryrectificationpathsshouldbeassymmetricalaspossibletoassuresameparametersforeachswitchingcycle.副边整流电路设计流程

SecondaryRectifierDesignProcedure第37页/共55页输出电容是唯一的储能元件

Outputcapacitoristheonlyenergystoragedevice峰值/rms纹波及能量更高Higherpeak/rmsripplecurrentandenergy纹波电流将导致：Ripplecurrentleadsto:输出电容的ESR所产生的电压纹波（主要）

VoltageripplecreatedbytheESRofoutputcapacitor(dominant)电容所产生的电压纹波（次要）

Voltageripplecreatedbythecapacitance(lesscritical)输出电容参数的确定OutputCapacitorDimensioning第38页/共55页计算式：Equations:24V/10A例子example

:Cf=5000uF,ESR=6m峰值整流电流Peakrectifiercurrent输出电压纹波的峰－峰值OutputvoltageripplepeaktopeakESR造成的输出纹波分量

ESRComponentofOutputRipple与电流纹波同相，且与频率无关Inphasewiththecurrentrippleandfrequencyindependent为保证纹波限制在可接受的范围之内，需要采用低ESR电容LowESRcapacitorsneededtokeeprippleacceptable，成本/性能方面的折中（效率的影响）

Cost/performancetrade-off(efficiencyimpact)电容的RMS电流：CapacitorRMScurrent:ESR造成的功率损耗ESRpowerlosses第39页/共55页电容造成的输出纹波分量

CapacitiveComponentofOutputRipple与电流和频率不同相，而且与频率有关

Outofphasewithcurrentandfrequencydependent由于所选用的电容的量值很大，因此在实践中纹波可被忽略

Actualripplenegligibleduetohighvalueofcapacitancechosen计算式Equation:24V/10A输出例：outputexample

:Cf=5000uF,Fop=100kHz24V/10A输出例：outputexample

:Cf=100uF,Fop=100kHz第40页/共55页滤波电容的设计流程

FilterCapacitorDesignProcedure根据Io和Vout计算出整流元件及电容的峰值/rms电流。

CalculatepeakandrmsrectifierandcapacitorcurrentsbasedonIoandVout2.计算出所需要的ESR值，该值应确保输出纹波低于最大的性能指标。

CalculateneededESRvaluethatwillassurethattheoutputripplewillbelowerthanmaximumspecification3.选择恰当的电容器，它（们）应该能承受计算出的rms电流，而ESR应当与计算值一致或更低。

Selectappropriatecapacitor(s)tohandlethecalculatedrmscurrentandhavingcalculatedESRorlower考虑价格、物理尺寸和瞬态响应等因素。

Factorinprice,physicaldimensionsandtransientresponse5.

检查电容所造成的纹波分量（对于足够高的Cf来说，往往可以忽略）。

Checkthecapacitivecomponentvalueoftheripple(usuallynegligibleforhighenoughCf)注：Notes:副边整流通路应该尽可能对称，以保证每个开关周期具有一致的参数。

Thesecondaryrectificationpathsshouldbeassymmetricalaspossibletoassuresameparametersforeachswitchingcycle第41页/共55页议程Agenda为何采用HBLLC变换器WhyanHBLLCconverterHBLLC变换器和谐振回路的构形ConfigurationsoftheHBLLCconverterandaresonanttankHBLLC的工作状态

OperatingstatesoftheHBLLCHBLLC变换器建模和增益特性HBLLCconvertermodelingandgaincharacteristics原边电流和谐振电容的参数确定Primarycurrentsandresonantcapdimensioning副边整流设计和输出电容参数的确定Secondaryrectificationdesignandoutputcapdimensioning谐振电感的平衡性Resonantinductancebalance变压器绕组参数的确定和变压器的制作Transformerwindingdimensioningandtransformerconstruction第42页/共55页谐振电感的平衡ResonantInductanceBalance例Example:Llk(p-s1)=105uH Llk(p-s2)=115uH

∆Llk=10uH

Llk(total)=100uH Lm=600uH Cs=33nF-总的Ls总是受到变压器的漏电感的影响。

TotalLsisalwaysaffectedbythetransformerleakageinductance-具有集成漏电感的变压器属于特殊情况——Ls=LlkSpecialcasefortransformerwithintegratedleakageinductance-Ls=Llk-推挽和多输出应用对漏电感的平衡性十分敏感。

Pushpullandmult.outputapp.aresensitivetotheleakageinductancebalance参数Parameter测量引脚MeasuredbetweenPins副边引脚定义SecondarypinsconfigurationLlk(p-s1)A-BC-D短路shortD-E开路openLlk(p-s2)A-BC-D开路openD-E短路shortLlk(total)A-BC-D短路shortD-E短路shortLmA-BC-D开路openD-E开路openfs1=85.5kHzfs2=81.7kHz5%差值difference变压器的漏电感Transformerleakageinductance第43页/共55页谐振电感的平衡性ResonantInductanceBalance每个开关波形的半周期，串连谐振频率都不同，这造成了原边和主副边的电流不平衡性Seriesresonantfrequencydiffersforeachswitchinghalf-cyclethatresultsinprimaryandmainlysecondarycurrentimbalance副边电流的峰值出现3A的差异——各对整流管的功率耗散就不同，而且对于副边绕组来说，功率耗散也不同3Adifferenceinthepeaksecondarycurrent–thepowerdissipationisdifferentforeachrectifierfrompairaswellasforthesecondarywindings.第44页/共55页谐振电感的平衡性ResonantInductanceBalance在开关周期的前半周，变换器工作在串连谐振频率Fs之下，而在开关周期的第二半周，变换器工作在谐振频率上。

ConverterworksbelowseriesresonantfrequencyFsfortheonehalfoftheswitchingcycleandintheFsforthesecondhalfoftheswitchingcycle.Iprimary第45页/共55页对于大功率应用而言，将原边绕组串连起来，并将副边绕组并联起来，是一种有吸引力分方法。这样的结构有望可以通过对副边绕组的恰当连接，对变压器漏电特性的不平衡性形成补偿。Forhighpowerapp.itisattractivetoconnectprimarywindingsinseriesandsecondarywindingsinparallel.Thereispossibilitytocompensatetransformerleakageimbalancebyappropriateconnectionofthesecondarywindings:∆Llk_total=2*∆Llk∆Llk_total=0谐振电感的平衡性ResonantInductanceBalance第46页/共55页副边漏感被反射到原边，从而提高了总的谐振电感值。具有很高的匝数比的LLC应用处于危险状态

Thesecondaryleakageinductanceistransformedtotheprimaryandincreasesthetotalresonantinductancevalue.SituationbecomescriticalfortheLLCapplicationswithhighturnsratios.12V/20A应用例applicationexample

:Np=35turns Llk_s1=100nHNs=2x2turns Llk_s2=150nHn=Np/Ns=17.5Ls=110uHLm=630uH∆Llk_s=50nH副边出现50nH的差异，就可能造成Ls出现14%的差异!!!

50nHdifferenceonthesecondarycauses14%differenceofLs!!!谐振电感的平衡性ResonantInductanceBalance第47页/共55页变压器的构造和副边在布局方面的考虑：Transformerconstructionandsecondarylayoutconsiderations:- 采用推挽结构时，谐振回路参数可以在每个开关周期中发生变化。这会导致原边和副边的电流出现不平衡。

Resonanttankparameterscanchangeeachswitchinghalfcyclewhenpushpullconfigurationisused.Thiscancausetheprimaryandsecondarycurrentsimbalance.对于集成了谐振电感的变压器而言，必须检查变压器的制造商给如何保证漏电感指标。所有短路的副边绕组是不相关的。特定的漏电感值可以不同。

Forthetransformerwithintegratedresonantinductance,ithastobecheckedhowthetransformermanufacturerspecifiestheleakageinductance.Specificationforallsecondarywindingsshortedisirrelevant.Theparticularleakageinductancevaluescandiffer.- 将更多的变压器组合使用，将其原边绕组串连起来并将其副边绕组并联，则通过恰当的副边绕组连接可以补偿漏电感的不对称性。

Whenusingmoretransformerswithprimarywindingsinseriesandsecondarywindingsinparalleltheleakageinductanceasymmetrycanbecompensatedbyappropriatesecondarywindingsconnection.- 副边漏电感可以造成采用高变压器匝数比的应用中谐振电感出现显著的不平衡性。在这种情况下，LLC谐振变换器的副边的布线就有着关键性影响。

Secondaryleakageinductancecancausesignificantresonantinductanceimbalanceinapplicationswithhightransformerturnsratio.LayoutonthesecondarysideoftheLLCresonantconverteriscriticalinthatcase.谐振电感的平衡性ResonantInductanceBalance第48页/共55页议程Agenda为何采用HBLLC变换器WhyanHBLLCconverterHBLLC变换器和谐振回路的构形ConfigurationsoftheHBLLCconverterandaresonanttankHBLLC的工作状态

OperatingstatesoftheHBLLCHBLLC变换器建模和增益特性HBLLCconvertermodelingandgaincharacteristics原边电流和谐振电容的参数确定Primarycurrentsandresonantcapdimensioning副边整流设计和输出电容参数的确定Secondaryrectificationdesignandoutputcapdimensioning谐振电感的平衡性Resonantinductancebalance变压器绕组参数的确定和变压器的制作Transformerwindingdimensioningandtransf