电源转换器设计资料

与设计方法类转换器定义与原理换器变压器－－扼流圈器的变压型式器的变化型式3.4推挽式转换器的变化型式3.6新型式无涟波输出的转换器4.2双极式功率电晶体的开关作用4.3双极式电晶体交换时间的定义(电阻性负载)4.4电感性负载交换时间的关系晶体反饱和电路4.6双极式电晶体基极驱动电路的方法基极驱动4.7双极式电晶体二次崩溃的考虑4.9.5MOSFET的安全操作区(SOA)5.4铁心材料与几何形状的选择5.5脉波宽度调变的半桥式转换器的功率变压器设计8一般高频变压器的考虑6.2转换式电源供给器设计上功率整流器的特性6.2.4计算返驰式、顺向式与推挽式转换器整流二极体峰值电流的容许值滤波电容器的设计7.1转换式稳压器系统的隔离方法7.2脉波宽度调变(PWM)系统8.3作为输入与输出隔离之用的光耦合器电路设计8.5.1应用于初级参考直接驱动的电流限制电路用于基极驱动器的电流限制电路极体做侦测的保护电路电路侦测电路9.4回授原理与稳定度的准据量10、电磁与射频干扰(EMI-RFI)的考虑11.2.6UL与CSA规格的变压器温度额定值5THESWITCHINGPOWERSUPPLY:ANOVERVIEW1.0概论(INTRODUCTION)由于LSI与VLSI芯片技术的快速成长，尤其是在微处理机与半导体记忆器的发展上，使得电子产品在系统设计上，朝向高密度化、重量轻、效率高及低价格的方向。以往电源系统是以线性串联稳压器方式来做设计，对现在系统设计上来说，它不仅重量重，体积大，无效率，且是一种落伍的设计。而目前的趋势是朝向体积小，重量轻，高效率的电源系统来最近几年来，由于功率半导体，控制电路与被动组件的快速研究发展，使得转换式电源供给器目前己被大量生产，不仅在可靠度上大大提高，而且价格上也渐渐下降。因此，我们有必要要转换式电源供给器的设计上予以深切明了，提升电子技术的新领域与新的境界。1.1非线上转换式电源供给器(THEOFF-THE-LINESWITCHINGPOWERSUPPLY)k顺向式(forward)，而以那种方式来做设计，主要取决于它的价格、性能及设计者的选择。不管设计SCRkHz就可获得低电压电流输出。不管是输入电压有无变化或是输出负载有无变动，我们都必须保持输出直流电压的稳定，因此需将此输出电压予以监视，并将信号回授至控制逻辑电路，如此才能达到稳压效果。此控制逻辑电路的作用就是将输出电压与参考电压做比较，并调整转换组件的导通周期，由于转换组件所切割出来的是高频方波信号，因此在陡峭的上升时间(risetime)与下降时间(falltime)它仪器设备有所干扰，因此一台好品质的转换式电源供给器，就必须在AC交流电源输入端装上射本书会将转换式电源供给器每一结构部份，详细予以解析，其主要目的就是让读者在融会贯通之后，有能力去设计可靠度高、价格低、效率高的转换式电源供给器。61.2电源供给器专有名词(POWERSUPPLYTERMINOLOGY)我们将对转换式电源供给器常用的专有名词解释如下：橇杆电路(crowbarcircuit)：应用于电源供给器输出端的保护电路，以防电压情况发生。电磁-射频干扰(EMI-RFI)：电磁干扰(electromagneticinterference)与射频干扰(radiofrequency持住时间(hold-uptime)：一般指移去AC输入电压而输出电压仍维持稳定值的继续时间，此持住时突波电流限制器(inrushcurrentlimiting)：属于保护电路的一种，用来限制当电源启动时所产生的峰值线电流。避免滤波电容在满电荷情况下，损失多余之功率。ge或直流电压亦需适用于电源供给器的输入端与输出端之间。线稳压率(lineregulation)：当负载与周围温度保持不变情况下，AC交流输入在一定的百分比(一般在±10%)变化下，而在输出端电压的变化率。负载稳压率(loadregulation)：当线电压与周围温度保持不变情况下，输入电压不变而输出电压从不加负载到全载所产生的电压变化百分比。kes非线上电源供给器(off-the-linepowersupply)：也就是一般所称的转换式电源供给器，输入交流信号直接做整流与滤波，不使用低频的隔离变压器。输出暂态响应(outputtransientresponse)：在指定的稳压限制范围内，将输出负载电流做步级改变，观察输出电压维持固定值所需之时间。用于保护电源供给器免于受损。遥远侦测(remotesensing)：当其负载与转换式电源供给器成一距离时，我们就要考虑到此连接线的内阻抗是否会使正常的输出电压产生压降，而无法使系统正常工作，通常是用I2R公式来计算。softstart周期le72、电源输入部份(THEINPUTSECTION)2.0双倍电压的技巧(THEVOLTAGEDOUBLERTECHNIQUE)在前章我们己经提到过转换式电源供给器，其输入的AC交流电压信号，直接予以整流即可，并不需要在输入端与整流器之间，使用到低频的隔离变压器。由于目前制造商对其电子产品都追求国际化，纷纷打入国际市场，因此从事电源供给器的设计者来说，就必须明了国际间目前使用的输在图2-1所示为双倍电压之电路，当开关S置于关闭状态时，它可操作于115伏特交流电压下，1半周期间是经由二极体D与D所整流，同理在负半周时，经由二极体D与D的整流，电容器C12342D2.1零件选择与设计方法(COMPONENTSELECTIONANDDESIGNCRITERIA)2.1.1输入整流器(InputRectifiers)当我们选择使用桥式整流器时，不管是整体包装的或是由分离组件来组成，设计者都需考虑到1.最大顺向整流容许值：此值是依转换式电源供给器所设计的功率大小来决定，所选择的二极体至少要能承受所计算出来的二倍稳态电流值。2.峰值逆向电压(PIV)阻隔值：由于输入部分所使用的整流器都是在较高电压状态，因此在选择二极体时，需考虑其峰值逆向电压(PIV)的额定值，一般都在600伏特以上。3.另外需考虑具有较高的突波电流容许值，避免开关在打开瞬间，其峰值电流破坏二极体。2.1.2输入滤波电容器(InputFilterCapacitors)要如何正确地计算与选择输入滤波电容器是一项重要的课题，对以下一些性能参数值会有所影输出的低频交流涟波(ripple)与保持时间(holdovertime)。一般来说高品质的电解电容器就具有好的滤涟波电流容许能力，以及低的ESR值，此时电解电容器至少工作于200V电压下。在图2-1中电阻R与R，与电容器互相并联，其作用是当开关电源关闭时，提供电容器放45下：ItC=(2-1)C：电V容器，单位μF(微法拉)I：负载电流，单位A(安培)△V：容许的峰对峰涟波值，单位V(伏特)。P50P=out==71.5Winn0.7现在假设我们设计所能容许的峰对峰涟波值为30V，而且电容器在每一半周情况下必须能维持电我们可选用电容器一般标准规格值50μF92.2输入保护组件(INPUTPROTECTIVEDEVICES)2.2.1突波电流(InrushCurrent)如果设计者在设计转换式电源供给器时，在输入部份没有加入电流限制装置的话，一般来说，电源供给器在打开瞬间都会有极大的峰值突波电流，而这些电流造成之因，乃由于滤波电容器之充电而引起，在开关导通时，交流线源上就会呈现非常低的阻抗值，其大小约等于ESR值。因此，线路中若没有保护组件的话，其突波电流甚至可高达数百安培，这是非常危险的。为了解决突波电流至安全值范围，以及开关在导通时交流线源上阻抗值问题，我们一般常用以里。波电流限制之目的，需将电阻c散热方面的处理，需多加留意。热阻体的方法：使用负温度系数(NTC)的热阻体，可置于交流线源上或是置于桥式整流器的直在图2-2中为NTC热阻体的电阻-温度特性曲线与温度系数α的关系，当电源供给器开关打开时，经由交流线源上的阻抗值就是热阻体的电阻值了，如此就可达到限制突波电流的目的。当电容器开始充电时，电流开始流经热阻体，此时热阻体就会有发热现象产生，由于本身又具有负温度系数之特性，所以热阻体温度升高，其电阻值反而下降了。至于若能正确地选择热阻体，在稳态负载电流下，其电阻值将会最小，而且也不会影响到整个电源供给器的效率。ltageProtectionkV我们由感应交换的电压波尖可得知其储存的能量为W=LI22来将输入整流器转换电晶体严重破坏。大多数应用于此种情况的抑制组件为金属氧化变阻体(metaloxidevarisorMOV)暂态电压抑制器，如图2-1所示，它装置于交流线的输入端。此种组件其作用就如同是一个可变的阻抗，当暂态在此暂态期间能量是消耗在变阻体上，以下有几个步骤是指导如何正确地选择所需的变阻体组件：2.计算或估测电路中可能遇到的最大暂态能量有多少焦耳。3.最后要确定此组件的最大峰值突波电流的额定值大小。以上这三点的额定值若确定无误后，我们就可以从制造厂商的资料手册中，查出所需的金属氧3、电源转换器的种类(TYPESOFPOWERCONVERTERS)3.0各类转换器定义与原理(DEFINITIONSANDDIMENSIONING)虽然有很多作者与研究人员创造研究出很多种类的转换器电路，但是追根究底还是可归纳出三t向式(forward)”或者称为“buck”型式，第三种称为“推挽式(push-pull)”或是称为“buck-derived”型式，在图3-1中，就是返驰式转换器的基本电路模型，其操作原理说明如下。aSL由于电压极性的关系，二极体D是在逆向偏压状态，此时负载电阻R上就没有电压输出，当开关SL环路中则有I感应电流产生，因此负载R上的输出电压其极性正好与输入电压相反，由于开关CLF电流都是属于脉动电流形式，所以在buck-boost转换器电路中，当开关是在导通周期时，能量是储存于电感器里，反之，当开关是在打开(OFF)周期时，能量会转移至负载上。在图3-2为顺向转换器基本电路型式，其操作原理说明如下，当开关S关闭时，电流就会顺向场，二极体D则为顺向偏压状态，因此在电容器C中就会有电流流过，因此在负载RL上输出电压由于此种转换动作，使得输出电源是一种连续形式而非脉动电流形式，相对的由于开关S在ON/OFF之间改变，所以输入电流则为不连续形式，也就是所谓的脉动电流形式。操作于互相推挽的动作状态，开关S与S互相在ON/OFF状态间互相交换，此种电路一般也称之为123.1隔离返驰式转换器(THEISOLATEDFLYBACKCONVERTER)在图3-1中的返驰式转换器，其输入与输出间，并没有安全的隔离装置，一般在转换式电源供给器里常用的隔离组件是变压器(transformer)。更正确的来说，虽然在电路图中出现是变压器形式，的操作原理如下说明，当电晶体Q1导通时，变压器的初级绕组渐渐地会有初级电流流过，并将能量储存于其中，由于变压器-扼流圈的输入与输出绕组，其极性是相反的，因此二极体被逆向偏压，此时没有能量转移至负载。当电晶体不导通时，由于磁场的消失导致绕组的极性反向，此时二极体D会被导通，输出电容器C会被充电，负载R上有I电流流过。LLVV由于此种隔离组件的动作就像是变压器与扼流圈，因此在返驰式转换器输出部分，就不需要额外的电感器了，但是在实际电路应用中，为了抑制高频的转换杂讯波尖，我们还是会在整流器与输出电容器之间加装小型的电感器。3.1.1返驰式转换器交换电晶体(TheFlybackConverterSwitchingTransistor)F所需要承受的电压大小 nn值大小。因此相对地工作周期就必须保持在低值范围，也就是<0.5V另一项要设计选择的就是电晶体在ON时的集极工作电流，也就是或是L=Vin6或是L=Vin6maxILfPout=|n=nVin6maxILII=LnLnL我们亦可用转换器的输出功率与输入电压，来表示集极的峰值工作电流，其公式导出如下，在扼流圈中能量转移的公式可表示如下式eta换器的效率。LdiVin=dtVin=Vin=6xI=I=out求解上式可得可用输出功率与输入电压来表示CnVin6maxI=2CnVin6maxII=outCV(3-9)in3.1.2返驰式转换器变压器－－扼流圈(TheFlybackConverterTransformer-Choke)由于返驰式转换器的变压器－－扼流圈，其仅在B-H特性曲线的单一方向来做转换运动，因此在设计变压器－－扼流圈时，不可设计于饱和工作状态，在第五章我们会有较详细的分析与设计。铁心(core)，需有较大的体积并且有空气间隙(airgap)。有效的变压器－－扼流圈的体积大小为在此IB我们在选择相对导磁率时，必须选择足够大，以避免铁心会有温度升高的情形发生，也由于对(VariationsoftheBasicFlybackConverter)当我们提到基本的返驰式电路时，转换电晶体在转换成不导通(turn-off)状态时，其集极电压必须承受至少二倍的输入电压。因此对商业上使用图3-5的电路，它是由二个电晶体所组成的返驰式转换器电路。此二个电晶体在ON或OFF状态时，会同时一起作用，二极体D与D的动作就如定12D使用返驰式电路的优点就是非常简单，因此对转换式电源供给器来说，它可达到多重输出的目的，此乃隔离组件对所有的输出，其动作状态就如一个共有的扼流圈。因此对每一个输出部份，仅3.2隔离顺向式转换器(THEISOLATEDFORWARDCONVERTER)几分相似，但是实际研究它，此二电路之间在原理操作上还是有明显的不同，在图3-7所示，就是基本的顺向式转换器电路，与电路波形。由于顺向式转换器中所使用的隔离组件，乃是一个真正的变压器，因此为了获取正确有效的能量转移，必须在输出端有电感器，做为次级感应的能量储存组件。而变压器的初级绕组与次级绕组gsON绕组有相同的极性，此能量就会顺向转移至输出，且同时经由顺向偏压二极体D，储存于电感器L2D2二极体此时就处于偏压的状况，此时飞轮二极体(flywheeldiode)D3则为顺向偏压，在输出回路上有导通电流流过，并经由电感器L，将能量传导至负载上。nI=L3.2.1顺向式转换器交换电晶体(TheForwardConverterSwitchingTransistor)压被限制为VCEmaxVin(3-12)我们再来看看图中的波形，当电晶体在ON时，集极电流值的大小，就相当于返驰式转换器的集极电流值，再加上净磁化电流值，因此，集极的峰值电流，可写成下式CnL在此n：初级对次级的圈数比I：输出电感器的电流，AL吾入得知outnV=nVoutin6maxInTVI=L+InTVCnL假设磁化电流部份(nTVout)/L与集极峰值电流比较下其值非常小，可予以忽略，此时IC电流值的大小就与3-1-1节所导出来的I值相同CI=I=L=outCCnV3.2.2顺向式转换器变压器(TheForwardConverterTransformer)在设计顺向式转换器的变压器时，需多加留意选择适合的铁心大小与铁心的空气间隙，以防铁心被饱和了。在第五章里我们会有变压器的公式，来设计出适合的顺向式变压器。变压器的铁心大在此Imag=L另外需注意的是电晶体开关δ的工作周期需保持低于百分之五十以下，将会破坏伏特—秒(volt-seconds)积分作用的平衡，使得变压器趋于饱和状态，也会产生极高的集极电流波尖，而破坏了转换电晶体。虽然变压器的第三绕组与二极体的定位动作，能够限制电晶体的集极峰值电压至二倍的输入直流电压，但是有一点需留意的是，在绕制变压器时，需将第三绕组与初级绕组紧密来绕制(使用双线绕法)，如此方可减少由漏电感产生的致命电压波尖。3.2.3基本顺向式转换器的变化型式(VariationsoftheBasicForwardConverter)如同在返驰式转换器的情况，由于输入电压过高，电晶体承受较大的耐压值，因此改用二个电nn顺向式转换器亦可应用于多重输出的电路中，不过在每一输出部份都需要有额外的二极体与扼流圈。在此需注意的是飞轮二极体至少要与主要的整流二极体有一样的电流额定值，这是因为当电3.3推挽式转换器(THEPUSH-PULLCONVERTER)时，推挽式转换器会将功率传导至负载上，所以此种转换器更正确地来说应该称呼为推推转换器-10中，就是基本传统的推挽式电路结构与它的电路波形图。由于它有二个转换电晶体与输出二极体，由波形中观察得知，在每一组中的平均电流都被减少至百分之五十，此大过于等效的顺向转换器。在电晶体导通期间，二极体D与D同时导通，会将隔离变压器的次级短路，并将功12此转换器的输出电压可导出如下nmaxmaxmaxmaxV n1推挽式转换器变压器(ThePush-PullConverterTransformer)在前面我们所讨论的返驰式与顺向式转换器中，其变压器仅利用到B-H特性曲线一半部份，因此铁心就较为笨大而且有空气间隙，假定在推挽式转换器的二个电晶体，其导通时间相同，则变压器就会使用到B-H曲线的各半部，如此铁心的大小仅需返驰式或顺向式的一半即可，而且空变压器的体积大小可由下面公式求得在第3章中，将继续对以推挽式为基底的转换器有更深入的设计分析。OFF电压被限制为maxVin每一电晶体的集极峰值电流为IIC=+Imag(3-24)magLmagLII=I=Ln3-2-1节所示，导出电晶体集极工作电流，以输出功率、效率与工作周期来表示之，如下：I=Pout(3-26)Cn6maxVin假设转换器的效率η＝0.8，工作周期δmax＝0.8，则电晶体集极工作电流为CVIPoutCV3.3.3推挽式电路的限制(LimitationsofthePush-PullCircuit)虽然推挽式转换器提供了一些优点，如非隔离的基极驱动与较简单的驱动电路，但是它也有一些缺点，使得非线上的转换器在使用上变得较为不实际。第一个就是有关电晶体电压额定值的限制，也就是电晶体需能承受转换器二倍的输入电压，再了，这对高功率转换器来说，的确是一个令人伤脑筋的问题，因为要具有高电流，高电压的电晶体并不普通而且价格上也非常贵。对推挽式电路来说，图3-11也显示出第二个较为严重的问题，也就是变压器的铁心饱和方向移动。为了使这二个区域的磁通密度能够相等，在所有工作情况与温度下，转换电晶体的饱和BH上发生“磁通这些过大的电流波尖在电晶体中会造成很大的功率损失，使得电晶体会有发烫现象产生，电晶体特性会变得更不平衡，铁心更容易趋于饱和状态，且产生更高的饱和电流，此种恶劣情况将连续unaway对于此种问题有二种可能解决方法，首先我们可以增加铁心的间隙，如此会造成漏电感值的增加，而且需加装会消耗功率的箝制器，因此所花费的代价就是降低了转换式电源供给器的效率。另达到平衡操作，使用此种方法就是需有额外电路，因此会增加转换器的成本与复杂性。为了减少推挽式电路的缺点，可使用半桥式(half-bridge)或全桥式(full-bridge)功率转换器，对转3.4推挽式转换器的变化型式(CIRCUITVARIATIONSOFTHEPUSH-PULLCONVERTER)3.4.1半桥式转换器(TheHalf-BridgeConverter)如前章节所提，使用半桥式电路有二个主要理由，第一点就是它能在输入交流电压115V或230V的工作情况下，不需使用到高压电晶体。第二点就是我们只需使用到简单的方法就能来平每一转换电晶体的伏特—秒(volt-seconds)区间，而功率变压器不需有间隙且不需使用到价格高的对在半桥式转换器结构中，功率变压器有一端点连接到由串联电容器C与C所产生的浮点电压12由上面半桥式转换器原理得知，此转换器己达到第一个目标了，也就是转换电晶体所承受的电n压值，不需再大于V以上，因此我们就可选择使用耐压额定值较低的转换电晶体，一般选择n耐压的电晶体即可。n不过当使用半桥式电路时，有一个小小的代价需付出，这是因为变压器电压被减少至V/2n此，电晶体的工作电流将会加倍，如果假设转换器的效率为80%，工作周期δmax=0.8，则电晶体工作电流为3PIoutCV而有交流电压波形旁边部份，有一额外斜线区域，此乃伏特—秒(volt-seconds)的不平衡。如果此不平衡的波形被驱动于功率变压器中，将会有磁通摆动的现象发生，而造成铁心的饱和与电晶体集极电流波尖的产生，因此，会降低整个转换器的效率，甚至造成电晶体热跑脱而破坏了电晶体。偏压会成比例的将伏特—秒(volt-seconds)积分不平衡部份予以去掉。此时交流波形的直流准位会向上移动，二极体更详细的讨论与应用。在上一节中己对功率变压器的耦合电容器有所描述，一般来说使用薄膜非极性电容器，即可处理全部的初级电流，为了降低热效应的产生，电容器需使用有较低的ESR值，或是将一些电容器并联在一起使用，也可降低其ESR值，并得到所希望的电容值大小。以下我们将对如何来正确选择耦合电容器，其值的大小做个分析。我们由图3-12得知，线路中的耦合电容器与输出滤波电感器形成了一个串联共振电路(seriesfRRR11变压器初级圈的反射滤波电感值为LPLLPL(3-30)NS1C42f2RNP/NS2L为了使耦合电容器能够线性地充电，因此共振频率的选择必须低于转换器的转换频率。一般在实际电路设计上，我们都选定共振频率大小的约为转换频率的四分之一，表示如下：fR0.25fS(3-32)HzHRkHzRRR有关耦合电容器的另外一项重要值是其充电电压。由于电容器在每一半周会有充电与放电的情ininin(bucks)，因为如果此电压过高，在低电压线上，会干扰到转换器上的稳压率。上，in(bucks)，因为如果此电压过高，在低电压线上，会干扰到转换器上的稳压率。在此有二个步骤可用来检查此电压值，且依次来修正所计算的电容值，电容器充电电压为IVC=Cdt时间为且Tdt26max1T=fS的情况下，转换器才会有好的稳压率。如果充电电压超过了极限值，就必须重新计算较正确的电容值，此值为dtC=I(3-36)dV就可求出电压额定值，由此理论所计算出来的电压额定值都非常低，而在实际设计上我们都使用电压额定假设我们使用例题3-1所计算出来的电容器值，用于200W，20kHz的半桥式转换器中，试证所计算出来0.5μF的电容值是否可接受，若否，则重新计算正确的耦合电容值。I==1.86AC320假设转换器输入电压误差为±20%，则电晶体最大工作电流会发生在低电压线上，因此，我们重新修正，此最差情况的集极电流为V==90VV==90V如此高能量漏电感的脉冲波尖，就不会像图3-11的推挽式电路，出现在V的波形上。CE体的集极至射极间电压摇摆至负电位，也就是说转换二极体可以将电晶体予以傍路，直到集极再度达到正电位，如此可避免电晶体组件的逆向导通与其可能的破坏。OFF时，集极至射极电压。在实际应用电路中，我们大都选用具有450V逆向阻3.5全桥式电路(THEFULL-BRIDGECIRCUIT)在前面我们讨论过的半桥式电路，虽然己经能够成功地减少转换电晶体在OFF时，所产生的电压波尖至输入直流电压值的一半，不过所付出的代价是电晶体在ON时集极电流会加倍，就如推挽式的电路一般。此种限制对低功率或中功率的转换器来说，倒无大碍，但是对高功率转换器而言，就稍有困难了，因为能具有高电压，高电流的电晶体实在不多。为了保留半桥式电路的电压特性与推挽式电路的电流特性，我们发展出另一种型式的电路，称Qinin由于这些电晶体的动作状态，使得变压器初级圈上的电压在＋V与－ininin这时电晶体在OFF状态时，集极电压绝不会超过Vin因此每一电晶体必须用到隔离的基极驱动器。I= V此种转换器的其它特性就与半桥式转换器相同，所有导出计算组件的公式也适合应用于此。3.6新型式无涟波输出的转换器(ANEWZEROOUTPUTRIPPLECONVERTER)以上所讨论的各种电路，其输出电流都会有涟波(ripple)产生，近年来有一种新型式的转换器被称呼。此种转换器只要能将变压器设计完善，就可达到无涟波的输出。电容器C的正端点就接到地电位了。因此，电流I流经电感器L，会在负载上得到负的输出电压。122buck-boost特性，且能量的转移为电容性的，其输入电流与输出电流几近于纯直流的特性，转换涟波几乎可忽略了。但是，所谓的“忽略转换涟波”，并不是“没有涟波”之意，要达成此没有涟波的境界，此乃原理上的最终目标，幸运的是经由下面的观察无涟波输出的理论，似乎可以达到。为了使经由每一电感器的平均直流电压为零，且此二个波形必须是相等且一样的，因此，为了达到此目的，二个电感器必须共享相同的铁心，且需具有相同的圈数，如图3-16由于这二个耦合电感器构成了一个变压器，因此每一绕组的有效电感值，经由交互的感应能量入与输出的涟波值，为无耦合转换器的一半。此乃重要的结果，因为如果我们适当地改变圈数比的话，也就是初级对次级圈数比能够与变压器感应耦合系数匹配，则输出电流的涟波就可能完全被消但是美中不足的是输入与输出之间却没有设计隔离组件，因此，使用在非线上的结构时，最好能在输入与输出间加装隔离组件。以下我们就是要来讨论如何容器的连接处，由于其平均值电压是不确定的而且是浮动的，我们亦可使其趋于零电位之值，也就是在电容器连接处与地之间，加上电感器L，如图3-17(b)所示。如果我们选的电感值够大的话，由二个串联电容器流经至此的电流，可忽略不计，因此转换器的操作保持不变不受影响。k绕组的另一端，此举并不会影响转换器的操作。虽然输入与输出电感器的耦合能够减少涟波的输出，但是也会产生不希望的边际效应，也就是在电源开启时，输出极性会反转，虽然此反向极性的脉波非常短暂，然而对敏感的电子负载装置来说，此乃致命之举，因此，在图3-18中，我们加装了一个制止二极体D，来限制其暂态电压至12伏特或是更小之值，如此可用来保护敏感的电子装置。4、转换器功率电晶体的设计THEPOWERTRANSISTORINCONVERTERDESIGN4.0概论(INTRODUCTION)包括转换组件，MOSFET道，深受人们喜爱。因此，本章将讨论双极式电晶体与MOSFET的各种特性，以及他们在转换式电源供给器中的使用。4.1电晶体的选择(TRANSISTORSELECTION)换器时，有二个电晶体的参数值需予以考虑，第一个就是电晶体在OFF时，其电压阻隔能力之值，其次，就是电晶体在ON时，其电流承载容许值。因此，这些参数值依所选用转换器之种类而定，再来选择适用的电晶体，在第三章中，我们己讨论过如何选择适当的组件的设计公式其驱动电路较为简单。的转换频率下。当然，若使用愈高的频率，组件可以更小型化，同时电源供给器也会更小型化，更简捷，事实上，这也是目前电源供给器设计的潮流与趋势。4.2双极式功率电晶体的开关作用(THEBIPOLARPOWERTRANSISTORUSEDASASWITCH)双极式电晶体在本质上就是属于电流驱动的组件，乃因我们在基极端注入电流时，在集极端就会有电流的产生。集极电流值的大小是依电晶体的增益而定，其关系式为=ICIIB在此IC为集极电流(A)，IB为基极电流(A)基本上双极式电晶体有二种操作型式：线性与饱和型式。线性型式是用于放大电路中，而饱和关于ON状态，就会有大量的集极电流产生，此时集极至射极端的电压值非常小。在转换电路的应用上，必须有足够的基极驱动电流，使得电晶体确实达到ON的状态，而逆向极性的基极电流，也必须确实使用电晶体处于OFF状态。由于电晶体并非理想的组件，因此，在操在下节中我们将对不连续的双极式电晶体做某些定义，它是以步阶函数信号来驱动至电阻性负4.3双极式电晶体交换时间的定义(电阻性负载)(SWITCHTIMESDEFINITIONSOFBIPOLARTRANSISTORS(RESISTIVELOAD))我们以基极脉波电流I，来驱动双极式NPN电晶体至电阻性负载，则其产生的基极-射极与集B极-射极的电压波形，如图4-2所示，以下将以这些波形来做一些定义：imetdIBVCE的这段期间称之。VV4.4电感性负载交换时间的关系(INDUCTIVELOADSWITCHINGRELATIONSHIIPS)在上节中我们都是以集极－射极电压波形，来定义双极式电晶体的转换时间，由于负载是电阻性的，因此我们若以集极电流来定义转换时间，亦是相同的。然而如果电晶体所驱动的是电感性负载的话，集极的电压波形与电流波形将会有所不同，这是因为在所使用的电压情况下，流经电感器的电流，并不会瞬时产生，在电晶体OFF时，我们期望在电流开始下降以前，集极－射极电压能上升至直流电源电压。因此我们可定义出二种下降时间，一则以集极－射极电压波形来定义，tfVCE，tfVCE与电阻性负载情况相同，至于E4.5电晶体反饱和电路(TRANSISTORANTISATURATIONCIRCUITS)储存时间，则整个电晶体的转换速度就会有所改进。因此，我们只要结合使用大型的逆向基极驱动反饱和的方法，就可减少储存时间至零的境界。至于逆向基极电流的产生用来作基极驱动的方法，我们将在4-6节再做讨论，在此我们将讨论使用二种方法使得转换电晶体不会饱和，其目的就是要减少储存时间至零值，来改进电晶体的转换转换电晶体连接使用，可减少储存时间，由电路可得知，当电晶体ON时，二极体D与D顺向偏23压，会有电压降产生，因此输入端电位会较基极端电位高，假设二极体D与D的顺向偏压为0.8V，23则输入端会较基极端高出1.6V的电压降，由于电晶体集极端与D二极体连接，因此输入端会较集1极端高出0.8V的电压，所以，电晶体的集极端电压会大于基极端的电压，且为正值，其值为1.6－反饱和二极体必须使用高速回复二极体的型式。二极体D与D其逆向阻隔电压额定值可以较低，23但是二极体D则必须具有至少2V的额定值，对转换式电源供给器来说，一般都使用800VPIV的1CE将基极－射极端的电容放电，如此可减少储存时间。b达林顿连接的电路，其工作原理基本上是与前面所描述的相似，电晶体Q1图中的达林顿电路可以使用个别的分离组件来组合，亦可使用己装置在一起的单石(monolithic)4.6双极式电晶体基极驱动电路的方法(BASEDRIVECIRCUITTECHNIQUESFORBIPOLARTRANSISTORS)4.6.1恒定驱动电流电路(ConstantDriveCurrentCircuits)了减少饱和的损失，必须有适当大小的顺向基极驱动电流I，为了减少储存时间与电晶体的转换损B1在此我们需注意的是，当I电流增加时，电晶体的储存时间与下降时间都会减少，射极至基极B2的逆向偏压V也会增加，而其逆向偏压的二次崩溃能量E，也会被降低，因此，在设计逆向驱动EBSB电路时，若不小心的话，转换电晶体很可能因为二次崩溃而被损坏了。在4-7-2节中，我们将讨论E的重要性，与双极式电晶体二次崩溃的现象。总而言之，在实际设计上，逆向基极驱动电路必须SBB一般在制造商的资料手册中，都会提供逆向射极至基极偏压的极限值，在实际电路设计上，所用的V值是从－2V到－5V之间，愈高的逆向基极电压会减少储存时间的延迟，这是因为会允许EB更少数的载子，经由复合而被中性化(neutralized)，因此移去所储存电荷的时间就更短了。目前较常用的基极驱动电路是使用浮动式转换电晶体，如图4-5所示的电路波形。线路操作原可计算出来，因此基极电流，我们就可以由公式4-1预先决定了。此正的驱动脉波会迅速地将电容器C充电，因此在电容器上的充电电压为CSBEDV=VCSBED在此V：变压器次级端电压振幅SVBE：Q1电晶体饱和基极－射极电压V：二极体D的顺向偏压D如果我们假设V＝V＝0.8V，则公式4-2变为BEDVC=VS1.6(4-3)器C，QQ位。电容器此时会与Q1电晶体基极－射极接头处连接，因此会有大的逆向基极电流IB2产生，此电另外一种应用于转换式电源供给器上，己证实非常有效用的基极驱动电路，如图4-6所示。此电路有个显着的优点是在使用最少的组件下，能提供适当的I电流，电路的操作原理如下：当电晶B2CC而初级圈两端会有电压脉波V产生，此电压脉波会耦合至次级端，由于变压器的初级端与次级端P2SQR，其作用允许足够的IB1电流来驱动Q2电晶体导通，不需将电晶体过度驱动般R电阻值都非常低，其值介于50Q至100Q之间。2三个绕组的极性与初级绕组的极性相反，因此会有反向极性的电压脉波V产生，此负的脉波电压P2会耦合至次级端，而有逆向驱动电流I产生。B2当我们在设计基极驱动变压器时，初级至次级的圈数比，必须选择不超过Q2电晶体的VBE与V规格，一般初级绕组与第三绕组的圈数是相同的。EB过大的电压波尖。电晶体Q1的选择，必须电晶体在OFF时集极能承受最少二倍的VCC电压。为了简化变压器，我们将电路略作修正，并保有先前所描述的优点，此实际电路如图4-7所示。如果正脉波电压V出现于基极驱动变压器的初级绕组上，则在次级端也会有正的电压脉波VPS所示。电容器上的电压，由于二极体D，D与D的顺向电压降，会被箝制于3V，我们可用电压额123晶体开关的基极—射极接头处，产生所需的逆向基极驱动电流I，并将电晶体OFF且减少其储存B2耦合的功率电晶体，由Q1与Q2电晶体组成的ZB11实际电路中V＝4.3V),而且也提供了顺向基极驱动电流I的路径,ZB11C之值与充电大小及线路的阻抗而定。4.6.2比例式基极驱动电路(APropotitionalBaseDriveCircuit)在前节中所描述的基极驱动电路，都会提供恒定的驱动电流至电晶体开关，不过这些电路有个缺点就是当集极电流低时，由于电晶体β值的改变，以致于电晶体的储存时间无法足够地或有效地因此，如果我们使用比例式基极驱动的方法，就可以控制β值了，而且事实上我们能够保持所有集极电流为一恒定值。所以，使用此种型式的驱动方法，在集极电流低的情况下，我们所期望的是去缩短储存时间，其结果会优于使用恒定驱动电流的方法。过，此电流值大小会被串联电阻R所限制，因此在绕组上就会有能量储存并保持T变压器在饱和状1时会将Q2电晶体导通，因此会有集极电流的产生，则变压器N2绕组上会被激发而有能量储存，所以，在变压器T上有标记圆点的各端点都会变成正电位，并牵引铁心由负饱和变成正饱和。1NFF式可用来计算变压器的圈数比，对Q2来说使用一个强制的β常数值，则有N==4N20ton=0toff且maxC在此B为最大操作磁通密度(单位为高斯)，AmaxC由基本的磁性公式我们可得将公式4-6与公式4-7结合，我们可求得N与N变压器的绕组 N=CC12fBmaxAC N=BE42fBmaxAC(4-8)(4-9)Hz(4-10)N1VCC(4-10)=4BEonN4BEon4.6.3反饱和电路用于基极驱动(AntisaturationCircuitsUsedInBaseDrives)在4-5节中我们讨论使用二种方法，来使得功率转换器的转换电晶体不会达到饱和状态，如此er驱动电路来使用，其它的基极驱动电路，亦可与其连接使用，当然如果使用的转换电晶体为达林顿电晶体，因为本身具有反饱和特性，所以就不需使用反饱和二极体了。4.7双极式电晶体二次崩溃的考虑(BIPOLARTRANSISTORSECONDARYBREAKDOWNCONSIDERATIONS)4.7.1顺向偏压的二次崩溃(Forward-BiasSecondaryBreakdown)为了能设计可靠的，无缺点的电路，从事设计的工程师们，必须要能清楚了解到，双极式功率电晶体在顺向偏压与逆向偏压状态下，其特性如何。首当其冲的是，当电晶体在顺向偏压时，要防止转换电晶体ON时的二次崩溃(secondary所代表的意义就是电晶体所能操作范围的最大极限，因此，在电晶体ON期间，负载线若落于脉波的顺向偏压SOA曲线内，则电晶体就能安全地工作，不会超过热效应的极限SOA的导通(ON)时顺向偏压二次崩溃的现象，乃由于过热点(hotspots)散乱地到处产生，超过了功率电晶体的工作区域而引起，也是由于在高压应力下，不相等的导通电流所引起。因为电晶体的基极—射极接头局部电流(localcurrent)产生，电流愈多也就是会产生更多的功率，换句话说，过热点的温度就会愈来愈高，由于集极—射极崩溃电压的温度系数也是负的，所以亦会有相同的结果产生。因此，如果我们不将电压应力移去，并终止电流的产生，则集极也由于热跑脱现象，使得电晶体会受损坏。最近国际半导体公司已发展研究出可以避免顺向崩溃的方法，此法乃是电晶体在制造时使用修正的射极稳流技术来完成，由此技术所制造出来的组件，能够操作在最大额定功率准位与集极电压石组件的结构图。此方法就是将接面场效电晶体(junctionfield-effecttransistorJFET)与功率电晶体串联，JFET一个电阻器，因此，此方法不同于标准的射极稳流技术。在忽视集极电压下，基极稳流也保持恒定Breakdown我们曾在前面提过，在转换应用上的功率电晶体，其储存时间与转换损失这二个参数值非常重要，因此工程师在设计上就必须谨慎来处理。如果储存时间不能减少至最低值，变压器就会有饱和情况发生，而且转换器的稳压率的范围就被限制了。电晶体在电阻性与电感性负载下，其关断时的特性曲线。查此曲线，我们可得知，电感性负载较电操作区的范围(RBSOA)，则就可能产生二次崩溃的现象。在早期电晶体文献中，测定逆向偏压二次崩溃的方法是使用非定位电感性负载来测试电晶体，逆向偏压二次崩溃的能量SBESB=2LoffI2C此VL=CEXLoffVV计算求得的E值，求单位为焦耳，但是，由于以开路基极来关断或是以非常高的基极阻抗，来真SB正测试电晶体，则ESB值范围，可从毫焦耳(millijoules)变化至焦耳(joules)。若基于事实上的考虑，电晶体操作于崩溃电压V附近时，则对目前电晶体规格来说，E的参数值乃相对地无效。CEXSB可选择的RBSOA额定系统，经由功率电晶体制造商己发展出来，其使用定位的电感性集极负V值，会操作在安全区域，而与逆向偏压V值无关，仅受限于电晶体的集极电流I，若超过了CEOEBCV值时，此时集极电流值必须予以减少，其值依所供给的逆向偏压而定。CEO显而易见的，逆向偏压V值的重要性，与其在RBSOA上的效果，另一重要之点乃是要避免，EBE基极与射极接头处的累增崩溃，在任何情况下，我们都不考虑其关连性，因此，一般设计者为了保护转换电晶体，都使用制止二极体或是箝制电路，来避免此种情况。ENETWORKS:RCSNUBBERS)们曾提过使用基极驱动的方法，是用来增加逆向基极电流I，来使得电晶体的储存时间可以被减小。B2不幸的是，在此情况下基极－射极接头可能会有累增崩溃产生而损坏了电晶体。我们可用以下二种方法来避免此种情况发生：(1)在低的集极－射极电压V下，将电晶体OFF，(2)在升高集极电CE流值。当我们所设计的电源供给器是属于转换型式时，此时使用第二种解决方法会来得较实际些，图4-15所示，就是达成此目的电路，我们在电晶体上使用了RC箝制电路，使得电晶体OFF时，集极为(VCC-VD)，当Q1电晶体ON时，电容经由电阻器R的路径放电，有一点非常重要的是，箝制电路会消耗一些功率，而减少了转换电晶体的功率损耗，若没有使用箝制电路，则这些功率都会消耗在电晶体上。以下的设计与分析过程，乃基于实际经验的结果，在实际电路设计上，这些公式能够有效成功2V：最大集极－射极电压，VCEVV(4-13) R=on在R=on(4-15)表示式，将会趋于1，在同一理由下，我们亦须选择RC值，使得在tON时，电容器能被放电。由基本电路理论我们可得知，若要电容器经由电阻器完全放电，则需要五倍的时间常数(5τ；τ＝RC)，假设在三倍时间常数之后，电容器就能完全放电，则我们可导出最大放电之电阻值：tt(4-16)由公式4-6所计算求得的电阻R，我们必须检查在ON时，流经电晶体的电容器放电电流，并由以下公式，限制它至0.25I值范围：CIdis=VCER(4-17)disC如果电阻值太低而且I>0.25I的话，则我们必须重新选择disC最后我们要来计算最大电阻的功率额定值，其公式为：PRCVCEf(4-18)以下我们就学个例题来说明验证上面的公式。假设转换电晶体使有在半桥式转换器中时，其VCE＝200V，tf＝2μs，tr＝0.5μs，转换器工作于20kHz的频率下，而且电晶体集极电流I＝2A，试计算箝制电路的电阻值R与电容器值C。CV200I==0.67Adis300此值会大于0.25I，因此必须重新计算R值CR=VCE最后计算电阻的功率额定值为4.9功率型MOSFET用作开关(THEPOWERMOSFETUSEDASASWITCH)4.9.1概论(Introduction)fieldeffecttransistorFET设计上。而此MOSFET的功能需求，更超越了其它。MOSFET速度，高功率，高电压，与高增益的组件，且几乎没有储存时间，没有热跑脱与被抑制的崩溃特性，由于不同的制造厂型的FET，因此就会有不同的名称，如HEXFET，VMOS，TMOS等，此乃成为每一公司特有的注册商标。虽然结构上会有所改变而增强了某些功能，但是所有的亦会较使用其它型式来得适切引人些。都称为电晶体，可是我们必须明了，双极式组件与MOSFET，在结构上与操作T件。FETGateDriveConsiderationsoftheMOSFET当我们使用到双极式功率电晶体时，此组件基本上是属于电流驱动的，也就是为了能在集极端有电流产生，必须在基极端注入电流，此产生的集极电流正比例于双极式电晶体的增益。d必须在闸极与源极之间，提供额定的电压值，由于MOSFET的闸极端与源极端之间会被氧化硅层我们可以说，MOSFET具有极高的增益与极高的阻抗。MOSFETC。我们有一种方法可以大约计算驱动产生器的阻抗值与所需的驱动电流值，如下公式：且R=t(ort)rfg2.2CdvIg=Cissdt (4-20)gg若要将MOSFET关闭(OFF)时，我们不需像双极式电晶体一样，使用精确的逆向电流产生电路，这是由于MOSFET为多数载子(majoritycarrier)的半导体，因此只要将闸极至源极电压移去，即可将MOSFET达至OFF状态。在移去闸极电压时电晶体会关闭，此时漏极与源极之间会呈现非常高的阻抗，因而除了漏电流(几微安培)，可抑制其它的电流产生。在图4-17中说明了漏极电流对漏极至源极电压之间的关系，由图中可得知，仅当漏极至源极电压超过其累增电压时，漏极电流才会开始产生，而此时，闸极至源极电压保持在零伏特之值。4.9.4MOSFET静态操作点的特性(StaticOperatingCharacteristicsoftheMOSFET)图4-1的双极式电晶体特性曲线作个比较，乍看之下，它们虽然有些相同，不过它们之间还是有些MOSFET个显著的操作区域，称为“恒定电阻区”与“恒定电流区”，当漏极至源极电压增加时，漏极电流亦会成比例地增加，直到漏极至源极电压达到夹止(pinchOFF)电压时，漏极电流才会保持恒定之值。n乃因在所给的漏极电流情况下，可决定其功率之