正弦波信号的产生与控制(完整版)实用资料

正弦波信号的产生与控制（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）

正弦波信号的产生与控制（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）实验一正弦波信号的产生与控制一、实验目的1.熟悉LabVIEW的编程方法2.掌握节点、端口和数据连线的使用二、实验设备1.计算机2.LabVIEW软件三、实验内容应用ExpressVI产生一个正弦波，添加两个旋钮型控件来控制正弦波的幅度和频率，使用事后记录图（WaveformGraph）显示正弦波，调节两个旋钮，观察波形的变化。框图程序中添加一个WhileLoop，使得程序可以连续运行，直到点击Stop按钮停止。（1）前面板（2）框图程序正弦波逆变电源的数字控制技术谢力华,苏彦民(西安交通大学,西安710049摘要:概述了逆变电源数字化技术的现状、意义,详细介绍了逆变电源数字控制的几种控制策略。指出了逆变电源数字控制技术发展的趋势。关键词:逆变器;电源;数字控制中图分类号:TN86文献标识码:A文章编号:1000-(06-042min’University,Xi’an710049,ChinaAbstract:,situationandsignificanceofthedigitalcontrolinverteraresummarized.Digitalcon2trolmeansofsinewaveinverterareintroducedindetail.Developmenttrendofthedigitalcontrolinverterispointedout.Keywords:inverter;powersupply;digitalcontrol1引言随着信息技术的发展,逆变电源越来越广泛地应用于银行、证券、军事、医疗、航空航天等领域,早期的逆变电源,只需要其输出不断电,稳压,稳频即可,然而,今天的逆变电源除这些要求外,还必须环保无污染,即绿色环保逆变电源。同时随着网络技术的发展,对逆变电源的网络功能也提出了更高的要求。高性能的逆变电源必须满足:①高的输入功率因数,低的输出阻抗;②快速的暂态响应,稳态精度高;③稳定性高,效率高,可靠性高;④低的电磁干扰;⑤智能化;⑥完善的网络功能。显然这些要求的实现离不开数字化控制技术。传统的逆变电源采用模拟电路控制,但模拟控制存在许多固有的缺点:(1因采用大量的分散元件和电路板,导致硬件成本偏高,系统的可靠性下降;(2由于人工调试器件的存在,如可调电位器,导致生产效率降低及控制系统的一致性差;(3器件老化及热漂移问题的存在,导致逆变电源输出性能下降,甚至导致输出失败;(4产品升级换代困难,对同一型号的模拟控制逆变电源,若不改动硬件,升级是不可能的,每一个新型的逆变电源都要求重新设计、制造控制系统;收稿日期:2001-04-28定稿日期:2001-07-05作者简介:谢力华(1971-,男,江西奉新人,博士生,研究方向为逆变电源数字控制技术和交流调速。(5模拟控制的逆变电源的监控功能有限,一旦出现故障,要想恢复正常,技术人员必须亲赴现场。80年代初期,为了提高逆变电源的通信功能及显示功能,逆变电源的设计中采用了微处理器,但是,由于微处理器的速度问题,逆变电源的控制仍然采用模拟电路进行。数字化、网络化已经成为信息社会的主流。随着高性能的DSP控制器的出现,逆变电源的全数字控制成为现实。DSP能够实时地读取逆变电源的输出,并实时地计算出PWM输出值,使得一些先进的控制策略应用于逆变电源的控制成为可能。这对于逆变电源大量非线性电子负载的状况,可以针对非线性负载动态变化产生的谐波进行动态的补偿,从而使得输出谐波达到可接受的水平。2逆变电源数字控制的现状早期的微处理器运算速度有限,通常只具有给定正弦波的发生、控制逆变电源的开关及实现保护显示等功能,逆变电源的核心———逆变器的控制仍然需要模拟电路的参与。随着电机控制专用DSP的出现和控制理论的普遍发展,使得逆变电源的控制技术朝着全数字化、智能化及网络化的方向发展,逆变电源的数字控制技术发生了一次大的飞跃。逆变电源采用数字控制,具有以下明显优点:(1易于采用先进的控制方法和智能控制策略,使得逆变电源的智能化程度更高,性能更完美。(2控制灵活,系统升级方便,甚至可以在线修改控制算法,而不必改动硬件线路。(3控制系统的可靠性提高,易于标准化,可以第35卷第6期2001年12月电力电子技术PowerElectronicsVol.35,No.6December,2001针对不同的系统(或不同型号的产品,采用统一的控制板,而只是对控制软件做一些调整即可。(4系统维护方便,一旦出现故障,可以很方便地通过RS232接口或RS485接口或USB接口进行调试,故障查询,历史记录查询,故障诊断,软件修复,甚至控制参数的在线修改、调试;也可以通过MODEM远程操作。(5系统的一致性较好,成本低,生产制造方便。由于控制软件不像模拟器件那样存在差异,所以,其一致性很好,由于采用软件控制,大减小,生产成本下降。(6行系统。统,每个并联运行的逆变电源单元模块都采用全数字化控制,易于在模块之间更好地进行均流控制和通讯或者在模块中实现复杂的均流控制算法(不需要通讯,从而实现高可靠性、高冗余度的逆变电源并联运行系统。可见,数字化是逆变电源发展的主要方向,然而,也存在着挑战,原因是:①模拟控制中存在的许多问题有待于数字控制来解决;②逆变电源的数字控制仍然存在硬件和软件上的一些困难。目前的困难主要来自于:①逆变电源输出要跟踪的是一个按正弦规律变化的给定信号,它不同于一般的开关电源的常值控制。在闭环控制下,给定信号与反馈信号的时间差就体现为明显的相位差,这种相位差与负载是相关的,这就给控制器的设计带来了困难;②逆变电源的输出滤波器对系统的模型影响很大,输入电压的波动幅度和负载的性质、大小的变化范围往往比较大,这些都增加了控制对象的复杂性,使得控制对象模型的高阶性、不确定性、非线性显著增加;③对于数字式PWM,都存在一个开关周期的失控区间:一般是在每个开关周期的开始或上个周期之末来确定本次脉冲的宽度,即使这时系统发生了变化,也只能在下一个开关周期对脉冲宽度做出调整。当然,正是有着众多的优点,而问题又存在,才使得逆变电源的数字化控制在国内外引起了广泛的关注。3正弦波逆变电源的控制策略随着控制芯片性能的日益增强,电力电子装置的控制系统逐步实现了数字化。在现代控制理论和智能控制策略应用方面,一些新的控制方式如神经网络控制、模型参考自适应控制、滑模变结构控制、专家系统控制、模糊控制等也逐渐进入了电力电子电路控制领域。常规的控制策略依赖于模型的精确性,而电路参数具有非线性和时变性,为了克服电路参数的时变性和不准确性带来的问题,可以利用在线辨识系统参数来实现参数自适应控制,亦可以采用滑模变结构控制这种对参数变化不敏感的方式。另外,采用预测模型、滚动优化反馈校正和多步预,。此外,将,可以提高模型的,提高控制效果。正是有了高性能的DSP,才有可能将无差拍控制、重复控制、变结构控制、模糊控制、神经网络控制及一些智能控制的思想应用到逆变电源的控制系统之中,也就有了今天的逆变电源控制策略的众多成果,使得逆变电源的性能、可靠性不断提高,维护更加方便。下面介绍逆变电源的主要控制策略。311PID控制PID控制以其简单、参数易于整定等特点,广泛应用于工程实践之中。早期的逆变电源的控制,多为模拟PID控制,单纯采用输出电压的瞬时值反馈,采用模拟PID控制器进行调节,其性能特别是动态性能及负载为非线性的时候,不会令人满意,为此,进行了大量的研究,并把输出电感电流及输出滤波电容电流的瞬时值引入了控制系统,使得逆变电源的输出性能得到了较大的改进。然而,庞大的模拟控制电路使得控制系统的可靠性下降,调试复杂,不易于整定。DSP的出现,这个问题迅速解决,如今各种补偿措施已经方便地应用于逆变电源的数字PID控制之中,电压、电流控制的引入,使得逆变电源的数字PID控制的效果得以改善。针对传统数字PID控制存在的一些问题,智能控制的思路也引入PID控制之中,并在逆变电源的控制中得以应用;同时,其它控制策略也不断地引入其中,使古老的PID控制仍充满活力。312无差拍控制(DeadbeatControl[11]无差拍控制是一种基于微机实现的PWM方案。它根据逆变电源系统的状态方程和输出反馈信号来计算逆变器的下一个采样周期的脉冲宽度。在图1所示的逆变电源中,可将负载等效为一电流源,其值i0为任意值。选择输出电压V、电感电流iL为状态变量,系统的状态方程为:x・=Ax+Buy=Cx(1式中x=[ViL]T;y=V;u=[Ui0]T;正弦波逆变电源的数字控制技术将式(1离散化得:V(k+1=a11V(k+a12iL(k+a21U(k+a22I(k(2式(2说明,输出电压的下一次采样值是本次输出电压、电感电流、逆变桥输出电压以及负载电流采样值的线性结合。令输出电压V(k+1与其指令参考值Vref(k+1相等,就得到无差拍控制率。图1逆变电源系统图U(k是由逆变电源直流母线电压E和脉冲宽度T(k决定的,可以由下式计算脉冲宽度T(k:T(k=U(kT/E[Vref(k+1-a11V(k-a12iL(k-b12i0(k]T/Eb11(3此算法中,每个采样间隔发出的控制量T(k是根据当前时刻的状态向量和下一采样时刻的参考正弦值计算出来的,由负载扰动或非线性负载引起的输出电压偏差可在一个采样周期内得到修正。无差拍控制有着非常快的暂态响应,当负载突然变化时,只要几个开关周期就可以调整输出电压,输出能够很好地跟踪给定值;波形的畸变率小,即使开关频率不是很高,无差拍控制也能够得到较好的输出波形品质;无差拍控制能够使得输出电压的相位与负载关系不大,它通过调节逆变桥的输出相位来补偿LC滤波器的相位延时。但是,无差拍控制的自身缺点也十分明显:①无差拍控制系统的鲁棒性不强,当负载变化,非线性负载或者温度、运行条件等原因出现参数波动,都容易造成系统的不稳定或者输出性能恶化;②系统的误差与调制比输出的LC等有关;③瞬态超调量较大。为了克服无差拍控制的缺点,在无差拍控制之中引入智能控制的思想,如模糊控制、神经网络控制等,仍是今天的研究热点。313滑模变结构控制(Sliding2ModeVariableStructureControl滑模变结构控制系统最大的优点是其对参数变化及外部干扰的不敏感性,即强鲁棒性,加上其固有的开关特性,特别适用于电力电子的闭环控制之中。早期的逆变电源的滑模变结构控制多采用模拟控制技术,这存在控制硬件电路特别复杂、控制功能有限的弱点。微处理器的应用能够减小滑模变结构控制器的复杂性,但是连续滑模控制器的设计方法不能够直接用于离散滑模控制器的设计,微处理器的离散采样可能会导致系统的震动或系统的不稳定。所以,这就需要离散滑模控制技术,它完全不同于常规。,但是系统的稳。文献[2]在离散滑模控制的基,如图2所示,以便在系统的鲁棒性不受影响前提下,改善系统的稳态性能,这样控制系统的暂态性能和稳态精度都能够得到提高。但是,当负载超出正常值后,滑模控制器的负担将会变得非常重。文献[5]在文献[2]的基础上发展了自矫正离散滑模控制,其控制框图如图3所示,逆变电源的控制器由可通过参数自适应调整机构调整的线性前馈控制器和非线性滑模控制器组成,滑模控制器仅在负载变化导致输出电压发生变化时才产生控制力,稳态状态的控制力主要由前馈控制器提供,滑模控制器的切换面(超平面是根据优化准则进行设计的,以致被控逆变器的行为能够依照选择的价值函数进行优化;负载干扰的影响已经考虑在滑模控制器的设计之中。滑模控制有着明显的优点:快速性和强鲁棒性,但也存在控制系统稳态效果不佳、理想滑模切换面难于选取、控制效果受采样率的影响等弱点。如今逆变电源的滑模控制的研究方兴未艾,特别是滑模控制和其它智能控制策略相结合形成新的集成控制策略,更是一条有意义的探索之路。314模糊控制(FuzzyControl[3,4]复杂的电力电子装置是一个多变量、非线性、时变的系统,系统的复杂性和模型的精确性总是存在着矛盾。而模糊控制能够在准确和简明之间取得平衡,有效地对复杂事物做出判断和处理,近年来,它在电力电子领域中的应用引起了人们的重视。对于高性能的逆变电源的设计,模糊控制器有着以下优点:①模糊控制器的设计过程中不需要被控对象的精确数学模型,模糊控制器有着较强的鲁棒性和自适应性;②理器的很少的时间,文献[4],即把电压误差和电感电流作为输入模糊变量,实现了逆变电源的模糊控制,在整流性负载的状态下,系统能够保证输出的THD小于5%。文献[3]将模糊控制与无差拍控制相结合,模糊控制用来补偿由于非线性负载导致的电压跌落,其原理框图如图4所示。图4带有模糊补偿器的逆变电源控制框图模糊控制属于智能控制的范畴。与传统的控制方式相比,智能控制最大的好处是不依赖控制对象的数学模型;模糊控制从模仿人的思维外特性入手,模仿人的模糊信息处理能力。理论上已经证明,模糊控制可以任意精度逼近任何非线性函数,但受到当前技术水平的限制,模糊变量的分档和模糊规则数都受到一定的限制,隶属函数的确定还没有统一的理论指导,带有一定的人为因素,因此模糊控制的精度有待于进一步提高。模糊逻辑、神经网络和专家系统出现融合的趋势,展示了模糊逻辑、神经网络和专家系统相辅相成、优势互补的强大生命力。采用神经网络确定隶属函数,记忆模糊规则和进行模糊推理等研究已取得一定的成果,各种模糊神经网络的拓扑结构和算法不断涌现,模糊逻辑和专家系统结合,可充分利用专家系统知识推理机制和知识抽取能力。可见,未来模糊控制必将成为逆变电源的核心控制技术之一。315重复控制(RepetitiveControl[6,9]重复控制的基本思想源于控制理论中的内模原理[8],内模原理是把作用于系统的外部信号的动力学模型植入控制器以构成高精度反馈控制系统的一种设计原理。逆变电源的重复控制的主要目的是为了克服整流型负载引起的输出波形周期性的畸变。,用来,,然后在下一个基波周期的同一时间将此信号叠加到原控制信号上,以消除后面各周期中将出现的重复性畸变。图5、图6给出了常用的重复控制系统框图。其中r为给定的跟踪信号,d为扰动信号,P(z为控制对象,y为实际输出。周期延迟环节(z2N是为了针对重复性扰动在下一周期控制作用中起超前作用的,即对控制器进行超前相位补偿。补偿器C(z的作用是提供相位补偿和幅值补偿,以保证控制系统的稳定性,并改善输出波形。图5重复控制系统框图图5所示的重复控制器是直接串联在系统的前向通道上的,当系统的控制指令突加时,如逆变电源开机,控制系统的快速性必然存在问题,考虑到重复控制器只是抑制系统的指令跟踪误差,因此图6所示的“嵌入式”结构更为合理。图6嵌入式重复控制系统框图重复控制能够使得系统获得很好的静态性能,易于实现,但该技术却不能够获得好的动态性能。为此文献[7]研究了自适应重复控制方案,并成功地应用于逆变电源的控制之中;文献[6]为了获得逆变电源的良好的动态性能和稳态性能,对由伺服控制器和重复控制器组成的复合控制器进行了研究,伺服控制器能够使系统获得好的抗干扰能力,重复控制器减小了系统在周期干扰下产生的稳态误差。(下转第51页图5a,图5b所示为采用所述方法利用Saber的MAST语言所建的MUR860模型仿真得出的反向恢复电流和正向恢复电压波形。(a反向恢复电流(b正向恢复电压图5新建MUR860模型仿真波形比较图3,图4和图5可以看出,现有的仿真器Saber中的器件模型仍然无法仿真二极管的正向恢复,反向恢复的仿真也很不准确。而新模型正、反向恢复的仿真与实测结果吻合较好。5结论正确地仿真二极管的瞬态特性是预估电路EMI的关键技术。所提出的电荷控制模型具有简单明晰,模型参数少且易于抽取,运算速度快,精度较高的优点。该模型可以用Saber的MAST语言写成,和EMI:]HoffmanK..PowerDiodeHybridModelwithForwardandReverseRecoveryforUseinCircuitSimulators[C].inProc.IEEEAPEC’92,1992:426～432.[2]StrolloA.G.M..ANewPINDiodeModellingApproachforPowerElectronicPSPICESimulations[C].InProc.IEEEPESC’94,199452～58.[3]StrolloA.G.M..ImprovedPINDiodeCircuitModelwithAutomaticParameterExtractionTechnique[C].InProc.IEEEPCDS’97,1997:328～334.[4]LauritizenP.O..ASimpleDiodeModelwithReverseRecovery[J].IEEETrans.onPowerElectron.,1991,6(2:188～191.[5]LauritizenP.O.ASimplePowerDiodeModelwithFor2wardandReverseRecovery[J].IEEETrans.onPowerElectron.,1993,8(4:342～346.[6]KvienO..ModelforSimulationofDiode(andIGBTSwitchingsWhichIncludetheEffectoftheDepletionLayer[C].InProc.IEEEIAS,1993:1190～1195.(上接第55页此外,随着神经网络控制芯片的出现,一些学者正在研究其在逆变电源中的应用,如用神经网络控制器替代滞环电流控制器。目前,在神经网络结构的选取、学习方法等方面也已经有了一些成果,但由于神经网络的实现技术没有突破,还没有成功地应用于逆变电源的控制之中。4结论信息技术及微电子技术的高速发展,对逆变电源的性能提出了更新、更高的要求,使得高性能、智能化的控制技术应用于逆变电源的控制之中成为可能。随着研究的深入进行,将会有更多、更适合逆变电源控制的智能控制策略。逆变电源的各种控制策略有其所长,有其所短。因而,各种控制策略相互取长补短、相互渗透、互济优势,集成为复合控制器,是一种趋势所在。这些集成的控制器能够充分发挥各自的优势,而且更具有新的优良性能,能够更好地满足逆变电源的控制要求。参考文献:[1]AtsuoKawamura,etal.DeadbeatControlofPWMInvert2erwithModifiedPulsePatternsforUninterruptiblePowerSupply[J].IEEETrans.onIndustrialElectronics,1988,35(2:295～300.[2]JungShilh2Liangetal.DiscreteSliding2ModeControlofaPWMInverterforSinusoidalOutputWaveformSynthesiswithOptimalSlidingCurve[J].IEEETrans.onPowerElectronics,1996,11(4:567～576.(下转第60页用于传导EMI仿真的二极管高频模型的研究第35卷第6期电力电子技术Vol.35,No.62001年12月PowerElectronicsDecember,2001图中Ch1———初级MOSFET漏极电压(100V/格Ch2———续流VSR栅极电压(10V/格Ch3——R正向栅极电压(10V/格—VSCh4——R正向电流(10A/格—VS(3通用性图8a是一种电流驱动VSR模块[5]。该模块有4个端口,两个端口是VSR的漏极和源极,另两个端口是能量恢复端口,分别和直流输出端的正极和负极连接。它可以用在各种开关电路中代替二极管整流,具有通用性。图8b为该电流驱动模块代替图1中的MOSFET的实验波形,其中输入为48V,输出电压为5V,输出电流为10A,开关频率为250kHz。3.3能量恢复电流驱动VSR的优点(1输入电压范围宽在输入电压变化时,驱动电压保持恒定,所以适用于输入电压范围较宽的场合。具有连续模态(CCM和非连续模态(DCM双工作模式,在输入电压较低时,变换器工作在CCM;当输入电压较高时,变换器工作在DCM。通过调节绕组匝数,很容易调节VSR的驱动电压。在N2绕组和VSR栅极之间外加图腾柱驱动电路以加速开通和关断。(2电流驱动VSR变换器易于并联传统的电压驱动VSR变换器不适合直接并联运行。原因是VSRMOSFET是一个双向导通的开关,电流既可以从漏极流向源极,也可以从源极流向漏极。如果两个电压驱动的VSR变换器并联,在某些极端情况下,一个变换器提供电能,而另外一个变换器消耗电能,引起系统崩溃。然而,如果变换器采用电流驱动VSR,因为电流驱动VSR具有二极管自动截止特性,变换器中就不会流经反向电流。能量恢复电流驱动VSR可以方便地应用在正激变换器、反激变换器、推挽变换器、半桥变换器、全桥变换器和谐振变换器中代替二极管整流,并且不需要作任何变动,具有通用性。4结束语本文结合电压驱动同步整流器和电流驱动同步整流器的最新研究成果,详细分析了电压驱动同步整流器和电流驱动同步整流器的工作原理,给出了实用电路和实验波形,同时比较了两种驱动方式的优缺点。随着通讯和计算机事业的迅猛发展,低电压大电流DC/DC功率变换器的广泛需求,同步整流技术必然得到进一步的发展。参考文献:[1]YamashitaN.,etal.ConductionPowerLossinMOSFETSynchronousRectifierwithParallelConnectedSchottkyBarrierDiode[J].IEEETrans.onPowerElectronics,1998,134:667～673.[2]JiH.K.,etal.ActiveClampForwardConverterwithtronicsSpecialistsConference’,1994(2:895～901.94[3]MOSFETSynchronousRectification[C].PowerElec2ModulesDesign[C].ProceedingsoftheFourthHongKongIEEEWorkshoponSwitchModePowerSupplies,XieX.F.,etal.TwoMethodstoDriveSynchronousRec2PoonN.K.,etal.SynchronousRectificationinPowertifiersDuringDeadTimeinForwardTopologies[C].APEC’2000,2000:993～999.[4][5]tion[C].APEC’,1994(1:185～191.942000:56～63.(上接第51页[3]LinBor2Ren,etal.Real2TimeDigitalControlofPWMIn2verterwithFuzzyLogicCompensatorforNonlinearLoads[C].IEEE2LAS’,1993,Part2(of3:862～869.93IEEE2IECON’,1993(1:267～272.93ulatedPWMInverterunderLargeLoadVariation[C].[7][4][5][6]60JungShih2Liang,etal.Self2TuningDiscreteSlidingMode～1512.OptimalSlidingSurface[C]1PowerElectronicsSpecialistControlofaClosed2LoopRegulatedPWMInverterwithConference,PESC’,27thAnnualIEEE,1996(2:150696TzouYing2Yu,etal.FuzzyControlofaClosed2LoopReg2[8][9]Toshimasa,etal.WaveformCompensationofPWMIn2verterCyclicFluctuatingLoads[J]1IEEETrans.onIn2dustryApplication,1988,24(4:582～589.1999,14(5:971～981.sis.PESC’,1985:28～36.85电子及电力谐波问题研讨会[C].2000(3:221～2281UnknownLoads[J]1IEEETrans.onPowerElectronics,Gokhale,K.P.,etal.DeadbeatMicroprocessorControlofPWMInverterforSinusoidalOutputWaveformSysthe2张凯等1逆变电源的重复控制技术:原理与设计———国家自然科学基金委员会工程与材料科学部电力TzouYing2Yu,etal.AdaptiveRepetitiveControlofPWMInvertersforVeryLowTHDAC2VoltageRegulationwithAckerB.,etal.Current2controlledSynchronousRectifica2实验一正弦波信号的产生与控制一、实验目的1.熟悉LabVIEW的编程方法2.掌握节点、端口和数据连线的使用二、实验设备1.计算机2.LabVIEW软件三、实验内容应用ExpressVI产生一个正弦波，添加两个旋钮型控件来控制正弦波的幅度和频率，使用事后记录图（WaveformGraph）显示正弦波，调节两个旋钮，观察波形的变化。框图程序中添加一个WhileLoop，使得程序可以连续运行，直到点击Stop按钮停止。（1）前面板（2）框图程序正弦波逆变器引言所谓逆变器，是指整流器的逆向变换装置。其作用是通过半导体功率开关器件（例如GTO,GTR,功率MOSFET和IGBT等）的开通和关断作用，把直流电能换成交流电能，它是一种电能变换装置。逆变器，特别是正弦波逆变器，其主要用途是用于交流传动，静止变频和UPS电源。逆变器的负载多半是感性负载。为了提高逆变效率，存储在负载电感中的无功能量应能反馈回电源。因此要求逆变器最好是一个功率可以双向流动的变换器，即它既可以把直流电能传输到交流负载侧，也可以把交流负载中的无功电能反馈回直流电源。逆变器的原理早在1931年就在文献中提到过。1948年，美国西屋（Westinghouse）电气公司用汞弧整流器制成了3000HZ的感应加热用逆变器。1947年，第一只晶体管诞生，固态电力电子学随之诞生。1956年，第一只晶体管问世，这标志着电力电子学的诞生，并开始进入传统发展时代。在这个时代，逆变器继整流器之后开始发展。首先出现的是SCR电压型逆变器。1961年，W.McMurray与提出了改进型SCR强迫换向逆变器，为SCR逆变器的发展奠定了基础。1960年以后，人们注意到改善逆变器波形的重要性，并开始进行研究。1962年，A.Kernick提出了“谐波中和消除法”，即后来常用的“多重叠加法”，这标志着正弦波逆变器的诞生。1963年，提出了“消除特定谐波法”，为后来的优化PWM法奠定了基础，以实现特定的优化目标，如谐波最小，效率最优，转矩脉动最小等。20世纪70年代后期，可关断晶闸管GTO、电力晶体管GTR及其模块相继实用化。80年代以来，电力电子技术与微电子技术相结合，产生了各种高频化的全控器件，并得到了迅速发展，如功率场效应管PowerMOSFET、绝缘门极晶体管IGT或IGBT、静电感应晶体管SIT、静电感应晶闸管SITH、场控晶闸管MCT，以及MOS晶体管MGT等。这就是、使电力电子技术由传统发展时代进入到高频化时代。在这个时代，具有小型化和高性能特点的新逆变技术层出不穷。特别是脉宽调制波形改善技术得到了飞速的发展。1964年，由A.Schonung和H.Stemmler提出的、把通信系统调制技术应用到逆变技术中的正弦波脉宽调制技术（Sinusoida-PWM，简称SPWM），由于当时开关器件的速度慢而未得到推广。直到1975年才由Bristol大学的等把SPWM技术正式应用到逆变技术中，使逆变器的性能大大提高，并得到了广泛的应用和发展，也使正弦波逆变技术达到了一个新高度。此后，各种不同的PWM技术相继出现，例如注入三次谐波的PWM、空间相量调制（SVM）、随机PWM、电流滞环PWM等，成为高速器件逆变器的主导控制方式。至此，正弦波逆变技术的发展已经基本完善。正弦波逆变器中的开关器件及其基本工作原理2.1可关断晶体管（GTO）可关断晶体管简称GTO。它是晶闸管的一种派生器件，因此它具有SCR的全部优点，如耐压高、电流大、耐浪涌能力强，造价便宜等；但它又具有像GTR自关断那样具有自关断能力，因而不再是半控型的器件而成为全控型器件，工作频率高、控制功率小、线路简单，使用方便。因此，GTO是一种比较理想的大功率开关器件。正因为GTO的这些优点，近年来，GTO在牵引、高压、大容量调速、无功补偿等方面获得了广泛得使用。GTO是一种PNPN四层结构的半导体器件，它的结构，等效电路图及图形符号示于图2.1-1中。图中A、G和K分别表示GTO的阳极，门极和阴极。α1为P1N1P2晶体管的共基极电流放大系数，α2为N2P2N1晶体管的共基极电流放大系数，图中的箭头表示各自的多数载流子运动方向。通常α1比α2小，即P1N1P2晶体管不灵敏，而N2P2N1晶体管灵敏。GTO导通时器件总的放大系数α1+α2稍大于己于1，器件处于临界饱和状态，为用门极负信号去关断阳极电流提供了可能性。普通晶体管SCR也是PNPN四层结构，外部引出阳极，门极和阴极，构成一个单元器件。GTO外部同样引出三个电极，但内部却包含着数百个共阳极的小GTO，一般通常把这些小GTO称为GTO元，它们的门极和阴极分别并联在一起，与SCR不同，GTO是一种多元的功率集成器件，这是为便于实现门极控制关断所采取的特殊设计。GTO的开通和关断过程与每一个GTO元密切相关，但GTO元的特性又不等同于整个GTO器件的特性，多元集成使GTO的开关过程产生了一系列新的问题。由图2.1-1(b)中所示的等效电路可以看出，当阳极加正向电压，门极同时加正触发信号时，GTO导通，其具体过程如下：显然这是一个正反馈过程。当流入的门极电流IG足以使晶体管N2P2N1的发射极电流增加，进而使P1N2P2晶体管的发射极电流也增加时，当α1+α2>1之后，两个晶体管均饱和导通，GTO则完成了导通过程。可见，GTO开通的条件是α1+α2>1（2-1）此时门极的电流IG为IG=[1-(α1+α2)]IA/α2(2-2)式中IA—GTO的阳极电流；IG—GTO门极注入的电流。由式（2）可知，当GTO门极注入正的IG电流但尚不能满足开通条件时，虽有正反馈作用，但器件仍不会饱和导通。这是因为门极电流不够大，不满足α1+α2>1的条件，这时候，阳极电流只流过一个不大而且是确定的电流值。当门极电流IG撤消后，该阳极电流也就消失。与α1+α2=1状态所对应的阳极电流为临界导通电流，定义为GTO的擎住电流。当GTO在门极正触发信号的下开通时，只有阳极电流大于擎住电流后，GTO才能维持大面积导通。由此可见，只要能引起和变化并使之满足α1+α2>1条件的任何因素，都可以导致PNPN四层器件的导通。所以，除了注入门极电流使GTO导通外，在一定条件下过高的阳极电压和阳极电压上升率，过高的结温以及火花发光照射等均可能使GTO触发导通。所有这些非门极触发都是不希望的非正常触发，应采取适当措施加以防止。实际上，因为GTO是多元集成结构，数百个以上的GTO元制作在同一硅片上，而GTO元特性总会存在差异，使得GTO元的电流分布不均，通态压降不一，甚至会在开通过程中造成个别GTO元的损坏，以致引起整个GTO的损坏。为此，要求在制造时尽可能的使硅片微观结构均匀，工艺装备和工艺过程严格控制，以求最大限度达到所有GTO元特性的一致性。另外，要提高正向门极触发电流脉冲上升沿陡度，以求缩短GTO元阳极电流滞后时间、加速GTO元阴极导电面积的扩展，达到缩短GTO开通时间的目的。GTO开通后可在适当外部条件下关断，其关断电路原理如图2.1-2所示。关断GTO时，将开关S闭合，门极就施以负偏置电压EG。晶体管P1N1P2的集电极电流Ic1被抽出形成门极负电流―IG，此时N2P2N1晶体管的基极电流减小，进而使Ic2减小。于是引起Ic1的进一步下降，如此循环不已，最终导致GTO的阳极电流消失而关断。现在，GTO的主要技术方向，仍是大电流、高耐压。这就需要改善元胞特性，并改善每个元胞及结构的一致性、均匀性。这要从改善元胞的微细化和少子寿命控制的最佳化入手，，控制扩散杂质分布的同时，提高导通特性，从而门极电路小型化。由于大容量GTO多是采用压接结构。因此，需要使每个元胞特性均匀一致的工艺以及均匀一致的压积压，一致的接触电阻。这在工艺上咳采取离子注入法和压接式结构。压接式结构容易保证接触一致性，避免由合金烧结产生的受热不均匀以及应力等问题。GTO因为利用了电导调制效应，在关断后有拖尾电流流过。这样，关断损耗将成为限制其高压下应用的一个主要原因。与晶闸管相比，GTO具有快的关断速度，高的关断电流容量和大的关断安全工作区。它代表了晶闸管发展的主要方向。2.2电力晶体管（GTR）电力晶体管是一种双极型大功率高反压晶体管，由于其功率非常大，所以，它又被称作为巨型晶体管，简称GTR。GTR是由三层半导体材料两个PN结组成的，三层半导体材料的结构形式可以是PNP，也可以是NPN。大多数双极型功率晶体管是在重掺质的NNNGTR分为NPN型和PNP型两类，又有单管GTR、达林顿式GTR（复合管）和GTR模块几种形式。单管GTR饱和压降VCES低，开关速度稍快，但是电流增益β小，电流容量小，驱动功率大，用于较小容量的逆变电路。达林顿式GTR电流增益β值大，电流容量大，驱动功耗小，但饱和压降VCES较高，关断速度较慢。和单管GTR一样，达林顿式非模块化的GTR在现代逆变电路中早已不太常用。应用比较广泛的还是GTR模块。它是将两只或4只、6只、甚至7只单管GTR或达林顿式GTR的管芯封装在一个管壳内，分别组成单桥臂、单相桥、三相桥和带泄放管的三相桥形式，外壳绝缘，便于设计和安装。在逆变电路中，GTR都工作在共发射极状态，其输出特性曲线是指集电极电流IC和电压VCE以及基极电流IB之间的关系，如图2.2-1所示。GTR的特性曲线分5个区。I区为截止区，IB=0，IC很小，为CE漏电流。II区为线性放大区，当IB增加时，IC也跟随IB线性增加。随着VCE继续降低，IC已没有增长能力，这就进入了深度饱和区，即第IV区。这时的VCE称为GTR的饱和压降，用VCES表示，它比GTO和VMOSFET要低。V区为击穿区，当VCE增加到一定值时，即使IB不增加，IC也会增加，这时的VCE就是GTR的一次击穿电压。如果VCE继续增加，IC也增加，由于GTR具有负阻特性，当结温上升时，IC更大。由于整个管芯的导电不可能绝对均匀，大的IC会产生集中热点，从而发生雪崩击穿，IC骤增。这时候，即使降低VCE也无济于事，高速增长的热量无法散出，在很短时间内（几微秒甚至几纳秒）便使GTR被永远地烧坏。这就是GTR的二次击穿现象，它是GTR最致命的弱点，也是限制GTR发展和进一步推广应用的最重要的原因之一。电力晶体管GTR大多作功率开关使用，所以，要求它要有足够的容量（高电压、大电流）、适当的增益、较高的工作速度和较低的功率损耗等。但由于电力晶体管的功率损耗大、工作电流大，因此它存在着诸如基区大注入效应、基区扩展效应和发射极电流集边效应等特点和问题。基区大注入效应是指基区中的少数载流子浓度达到或超过掺杂浓度时，器件的注入效率降低，少数载流子扩散系数变大，体内少数载流子寿命下降，以致严重影响GTR的电流增益的现象。基区扩展效应是指在大电流条件下有效基区变宽的效应。器件在小电流状态工作时的集电结宽度主要由基区掺杂浓度决定，因此其增益β值是固定的；但在大电流条件下，由于基区中少数载流子大量增加造成集电结宽度收缩，因而，使有效基区变宽。基区的扩展导致注入效率降低，增益β下降、特征频率减小。发射极电流集边效应也称为基极电阻自偏压效应，是由于在大多数情况下电流条件下，基区的横向压降使得发射极电流分配不均匀所造成的。在这种情况下，电流的分布较多地集中在靠近基极的发射极周边上，引起电流的局部集中，进而导致局部过热。所以，为了削弱上述三种物理效应的影响，必须在结构上采取适当的措施以保证适合大功率应用的需要。2.3功率场效应晶体管（PowerMOSFET）功率场效应晶体管简称功率MOSFET，它是一种以晶体管原理为基础，将微电子技术的发展成果应用到电力电子领域中的单极型的电压控制器件，不但有自关断能力，而且有驱动功率小、工作速度高、无二次击穿问题、安全工作区宽等优点。功率MOSFET按其结构分类，它的主要代表性器件有LDMOSFET，VVMOSFET，VDMOSFET。在这里以VDMOSFET为例，来大致介绍一下功率MOSFET的结构和工作原理。图2.3-1(a)是VDMOSFET中一个单元的截面图，它是在电阻率很地的重掺杂N衬底上生长一层漂移层N，该层的厚度和杂质浓度决定了器件的正向阻断能力。然后在漂移层上再生长一层很薄的栅极氧化物，在氧化物上沉积多晶硅栅极。在用光刻法除去一部分氧化物后，进行P区和N源区双区双扩散，并沉积源极电极。这样，就形成了N沟道增强型功率MOSFET，其电气图形符号如图2.3-1(b)所示。当漏极接电源正端，源极接电源负端，栅极和源极间电压为零时，P基区和N漂移区之间形成的PN结J1反偏，漏源极之间无电流流过。如果在栅极和源极之间加一正电压UGS，由于栅极是绝缘的，所以并不会有栅极电流流过。但栅极的正电压却会将其下面P区中的空穴推开，而将P区中的少数载流子电子吸引到栅极下面的P区表面。当UGS大于某一电压值UT时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，从而使P型半导体反型成N型半导体而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结J1消失，漏极和源极导电。电压UT称为开启电压，UGS超过UT越多，导电能力越强，漏极电流ID越大。功率MOSFET是多元集成结构，一个器件往往由许多个小MOSFET单元组成。对于功率MOSFET来说，采用多元集成结构是很有益的，因为采用多元集成结构不仅可以降低通态电阻，而且还能提高工作频率，改善器件的性能。由于漏极电流流过沟道时，在沟道电阻上产生的损耗和发热限制了MOSFET通态电流值的提高，而多元集成结构不仅使每个MOSFET单元的沟道长度大为缩短，而且所有MOSFET单元的沟道是并联在一起的，因而沟道电阻大幅度减小。于是，在同样的额定温度下，器件的通态漏极电流可以提高。即提高了应用于大功率的能力。本来，在MOSFET器件中由于载流子在沟道中的渡越时间和栅极输入电容的存在，限制了器件的工作频率，但由于多单元集成结构使沟道长度大大缩短，载流子的渡越时间也大为减小。又因为所有MOSFET单元的沟道都是并联的，所以，允许很多的载流子同时渡越，使器件的开通时间极短。大约可以使漏极电流上升时间见效到毫微秒的数量级。近年来，各种功率MOSFET型器件层出不穷。由于它具有开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好、可靠性强等优点，在应用中取代了许多原来为双极型功率器件所占据的领域。它的工艺特点决定了它能方便地同其他类型的器件相集成，从而促进了高压功率集成电路HVIC和智能功率集成电路SPIC的实现，推动了电力电子技术的发展。现在，功率MOSFET已被广泛应用于开关电源、汽车电子、消费电子、工业控制等领域中，成为当今世界上功率器件发展规律的主要方向。2.4绝缘栅双极晶体管（IGBT）绝缘栅双极晶体管（InsulateGateBipolarTransistor）简称IGBT，是一种新型的电力电子器件。它是MOSFET与GTR的复合器件，因此，它既具有MOSFET的工作速度快、输入阻抗高、驱动电路简单、热温度性好的优点，又包含了GTR的载流量大、阻断电压高等多项优点，是取代GTR的理想开关器件。从1986年至今，尤其是近几年来IGBT的发展很快，目前已被广泛应用于电视控制、中频开关电源和逆变器、机器人、空调器以及要求快速低损耗的许多领域。现在已经被广泛应用的第三代IGBT通态压降更低、开关速度更快；集成的智能型IGBT功率模块使用更方便、体积更小、保护更可靠，并省去了驱动电路。图2.4-1为IGBT的结构剖面图。由图可知，IGBT是在功率MOSFET的基础上发展起来的，两者结构十分类似，不同之处在于IGBT比功率MOSFET多了一个P层发射极，可以形成PN结J1，并由此引出漏极；门极和源极与MOSFET相类似。IGBT按缓冲区的有无来分类，缓冲区是介于P发射区和N漂移区之间的N层。无缓冲区N者称为对称型IGBT，也称为非穿通型IGBT；有N缓冲区者称为非对称型IGBT，也称为穿通型IGBT。因为结构不同造成其特性亦不同，非对称型IGBT由于存在N区，反向阻断能力弱，但其正向压降低、关断时间短、关断时尾部电流小。与之相反，对称型IGBT具有正反向阻断能力，其他特性却不及非对称型IGBT。从结构上可以看出，IGBT相当于一个由MOSFET驱动的厚基区GTR，其简化等效电路如图2.4-2(a)所示，N沟道IGBT的图形符号如图2.4-2(b)所示。对于P沟道IGBT，其图形符号中的箭头防线恰好相反。图中的电阻Rdr是厚基区GTR基区内的扩展电阻。IGBT是以GTR为主导元件，MOSFET为驱动元件的达林顿结构。图示器件为N沟道IGBT，MOSFET为N沟道型，GTR为PNP型。IGBT的开通和关断是由门极电压来控制的。门极施以正电压时，MOSFET内形成沟道，并为PNP晶体管提供基极电流，从而使IGBT导通。在门极上施以负电压时，MOSFET内的沟道消失，PNP晶体管的基极电流被切断，IGBT即为关断。当VDS为负时，J3结处于反向偏置状态，类似于反偏二极管，器件呈反向阻断状态。当VDS为正时，有两种可能：若门极电压小于开启电压，即VG<VT，则沟道不能形成，器件呈正向阻断状态；若门极电压大于开启电压，即VG>VT时，绝缘门极下面的沟道形成，N区的电子通过沟道进入N漂移区，漂移到J3结，此时J3记是正向偏置，也向N区注入空穴，从而在N区产生电导调制，使器件正向导通。在器件导通之后，若将门极电压突然减至零，则沟道消失，通过沟道的电子电流为零，使漏极电流有所突降，但由于N区中注入了大量的电子、空穴对，因而漏极电流不会马上变为零，而出现一个拖尾时间。除上述IGBT的正常工作情况外，从结构中可以看出，由于IGBT结构中寄生着PNPN四层结构，存在着由于再生作用而将导通状态锁定起来的可能性，从而导致漏极电流失控，进而引起器件产生破坏性失效。出现锁定现象的条件就是晶闸管的触发导通条件：α1+α2=1IGBT的锁定现象又分为静态锁定、动态锁定和栅分布锁定。静态锁定是IGBT在稳态电流导通时出现的锁定，此时，漏极电压低，锁定发生在稳态电流密度超过某一数值时。动态锁定发生在开关过程中，在大电流、高电压的情况下，主要是因为在电流较大时引起α1和α2的增加，以及由过大的dv/dt引起的位移电流造成的。栅分布锁定是由于绝缘栅的电容效应，造成在开关过程中个别先开通或后关断的IGBT之中的电流密度过大而形成局部锁定。应当采取各种工艺措施提高IGBT的锁定电流，克服由于锁定而产生失效。2.5小结功率MODFET是单极型电压驱动器件，具有工作速度快、输入阻抗高、热稳定性好以及驱动电路简单等优点，但是导通电阻大，电流容量较低，阻断电压也低。GTR和GTO是双极型电流驱动器件，其阻断电压高，载流能力强，但是工作速度慢，驱动电流大，控制电路比较复杂。由于各有所限，使它们在新型电力电子装置中的应用受到局限。而IGBT作为功率MOSFET和GTR的复合器件，将它们各自的优点集于一身，扬长避短，使其特性更加优越，具有输入阻抗高、工作速度快、通态电压低、阻断电压高、承受电流大等优点，因而发展很快，应用很广，在各个领域中有取代前述全控型器件的趋势，IGBT已成为当前电力半导体器件发展的重要方向。正弦波逆变器主电路的基本形式常用逆变器按照逆变器的直流侧波形和交流侧波形分类，可以分为电压型逆变器和电流型逆变器。3.1电压型逆变器理想的逆变器，从直流变到交流的功率总是一定的值而没有脉动，直流电压波形和电流波形中也不应该产生脉动。而在实际的逆变电路中，因为逆变器的脉动数等有限制，因而，逆变功率P是脉动的。当逆变器的逆变功率P的脉动波形由直流电流来体现时，称为电压型逆变器，如图3.1-1所示，直流电源是恒压源。电压型逆变器的特点是：直流侧有较大的直流滤波电容Cd。当负载功率因数变化时，交流输出电压的波形不变，即交流输出电压波形与负载无关。交流输出电压的波形，通过逆变开关的动作被直流电源电容上的电压钳位成为方波。在逆变器中，与逆变开关并联有反馈二极管D1~D6，所以，交流电压与负载无关，是方波。输出电流的相位随着负载功率因数的变化而变化。换向是在同桥臂开关管之间进行的。可以通过控制输出电压的幅值和波形来控制其输出电压。3.2电流型逆变器当逆变器的逆变功率P的脉动波形由直流电压来体现时，称之为电流型逆变器，如图3.2-1所示，直流电源是恒压源。电流型逆变器的特点是：直流侧接有较大的滤波电感Ld。当负载功率因数变化时，交流输出电流的波形不变，即交流输出电流波形与负载无关。交流输出电流波形，通过逆变开关的动作，被直流电源电感稳流成方波。在逆变器中，与逆变开关串联的有反向阻断二极管D1~D6，而没有反馈二极管。所以，在逆变器中必须有释放换相时积蓄在负载电感上的能量的电路（通常用并联电容吸收这部分能量）。输出电压的相位，随着负载功率因数的变化而变化。换向是在两相邻相之间进行的。可以通过控制输出电流的幅值和波形来控制其输出电流。PWM脉宽调制式逆变器4.1PWM脉宽调制技术的概况逆变器的脉宽调制技术PWM（PulseWidthModulation）是用一种参考波（通常是正弦波，有时也用梯形波或方波等）为“调制波”（modulatingwave），而以N倍于调制波频率的正三角波（有时也用锯齿波）为“载波”（carrierwave）。由于正三角波或锯齿波的上下宽度是线性变化的波形，因此，它与调制波相交时，就可以得到一组幅值相等，而宽度正比于调制波函数值的矩形脉冲序列用来等效调制波。用开关量取代模拟量，并通过对逆变器开关管的通断控制，把直流电变成交流电，这一种技术就叫做脉宽调制技术。当调制波为正弦波时，输出矩形脉冲序列的脉冲宽度按照正弦函数规律变化，这种调制技术通常又称为正弦波脉宽调制（SinusoidaPWM）技术。随着逆变器在交流传动、UPS电源和有源滤波器等中的广泛应用，以及高速全控开关器件的大量出现，PWM技术已成为逆变技术的核心，因而受到了人们的高度重视。尤其是最近几年，微处理器应用于PWM技术和实现数字化控制以后，更是花样翻新，到目前为止，仍有新的PWM方式在不断出现。PWM技术的发展过程是：1963年，提出了消除特定谐波法；1964年，A.Schnoung和H.Stemmler把通讯系统的调制技术应用到交流传动逆变器中，产生了正弦脉宽调整技术（SPWM），后由英国Bristol大学的于1975年进行了推广和应用，使SPWM调制技术成为了被广泛关注的热点。后来，Bowes又相继提出了全数字化SPWM方案，规则采样数字化PWM方案以及准优化PWM技术（SuboptimalPWM），以提高直流电压利用率。1983年，J.Holtz等又提出了空间相量PWM技术，该项技术从用于异步电动机的角度出发，直接采用以电动机磁链圆形轨迹为目的的控制方法，因而使用起来更加直观，也更加方便。以Turnbull的消除特定谐波法为基础，出现了求最大值或最小值的优化PWM的概念。由此于1977~1986年，、和K.Taniguchi等提出了电流谐波畸变率（THD）最小、效率最优以及转矩脉动最小的最优PWM法。由于这些方法具有电压利用率高，开关次数少，可以实现特定优化目的等优点，所以人们一直在进行着这方面的研究。随着微处理器预算速度的不断提高，J.Sun等于1994年提出了实时完成优化的PWM方案。此外，还应当提到的是于1980年提出的电流滞环比较PWM技术，以及在此基础上发展起来的全数字化无差拍控制（Dead-beatControl）PWM技术，都具有实现简单的特点。为了消除噪声，1993年~1994年，由等提出了随即PWM法，它是从改变谐波的频谱分入手，使谐波均匀分布在较宽的频带范围内，以达到抑制噪声和机械共振的目的。PWM技术从大的方面可以分为三大类，即波形调制PWM技术、优化PWM技术和随机PWM技术。PWM技术可以用于电压型逆变器，也可以用于电流型逆变器，它对于逆变技术的发展起了很大的推动作用。它与多重叠加法相比较，有以下一些显著的优点：电路简单，只用一个功率控制级就既可以调节输出电压，又可以调节输出频率。可以使用不可控整流桥，使系统对电网的功率因数与逆变器输出电压值无关。可以同时进行调频、调压，与中间直流环节的元件参数无关，系统的动态响应速度快。可以获得更好的波形改善效果。正是由于这些优点，使PWM脉宽调制技术在当今逆变领域占据了绝对的主导地位。根据载波与调制波角频率的关系不同，可以分为同步式PWM调制与非同步式PWM调制。同步式PWM调制是使载波角频率ωc（决定开关工作频率）和调制波角频率ωs（相当于输出频率）同步的一种调制方法，因此，调制波半个周期内所包含的载波脉冲数是定值（即载波比N=ωc/ωs恒定）；非同步式PWM调制是使载波角频率ωc和调制波角频率ωs不同步的调制法，调制波半个周期内所包含的载波脉冲数不时定值（即载波比N=ωc/ωs不恒定）。一般来说，载波角频率ωc是保持恒定的，但有时侯也根据工作情况而变化。在同步式PWM调制中，当调制波的频率低时，载波频率也应比例地降低，因此难以做到平滑控制。为了克服这个缺点，可以采用改变载波脉冲数的方法。在非同步PWM调制中，虽然不需要改变载波脉冲数，但当载波比N=ωc/ωs较小时（输出频率和开关频率接近），会使输出频率f0和载波频率fc的下边频谐波很接近而发生跳动，使特性显著变坏而不能使用（因此，非同步PWM调制希望用快速器件，用增大载波比例如取N≥15来避免载波频率的下边频和输出频率接近）。此时，可以使用比非同步调制稍微复杂一些的同步调制方式。非同步的三角波——正弦波比较方式一般是在线控制时使用，而同步方式可以在线也可以离线使用。也有一些逆变器，在低频输出时用非同步方式，在高频输出时用同步方式，我们把这种使用方式叫做同步—非同步交替方式。不管是同步、非同步，还是同步—非同步交替方式，逆变器电路是不变的。4.2PWM控制的基本原理PWM控制的基本原理在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，指环节的输出响应波形基本相同。如把各输出波形用傅氏变换分析，则其低频段特性非常接近，仅在高频段略有差异。例如图4.2-1(a)、(b)、(c)所示的三个窄脉冲形状不同，图4.2-1(a)为矩形脉冲，图4.2-1(b)为三角形脉冲，图4.2-1(c)为正弦半波脉冲，但它们的面积（即冲量）都等于1，那么，当它们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。脉冲越窄，其输出的差异越小。当窄脉冲变为图4.2-1(d)的单位脉冲函数δ(t)时，环节的响应即为该环节的脉冲过度函数。上述结论是PWM控制的重要理论基础。下面来分析一下如何用一系列等幅而不等宽的脉冲代替一个正弦半波。把图4.2-2(a)所示的正弦波波形分成N等份，就可以把正弦半波看成由N个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于π∕N，但是幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按照正弦规律变化。如果，把上述脉冲序列用同样的数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的中点重合，且使矩形脉冲和相应正弦部分面积（冲量）相等，就得到图4.2-2(b)所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，各脉冲的宽度是按照正弦规律变化的。根据冲量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦波形的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲的宽度按照正弦规律变化而和正弦坡等效的PWM波形，也称为SPWM（SinusoidalPWM）波形。在PWM波形中，各脉冲的幅值是相等的，要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按照同一比例系数改变各脉冲的宽度即可。上面说明了PWM控制的基本原理。按照上述原理，在给出了正弦波频率、幅值和半个周期内的脉冲数后，PWM波形各脉冲的宽度和间隔就可以准确地计算出来。按照计算结果控制电路中各个开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形。但是，这种计算是很繁琐的，正弦波的频率、幅值等变化时，结果都要变化。较为实用的方法是采用调制的方法，即把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制，得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如在交点时刻控制电路中开关器件的通断，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这就符合PWM控制的要求。当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。这种情况使用最广，这里所介绍的PWM控制只要就是指SPWM控制。当调制信号不是正弦波时，也能得到与调制信号等效的PWM波形。4.2.2单相桥式PWM逆变电路图4.2-3是采用电力晶体管作为开关器件的电压型单相桥式逆变电路，设负载为电感性，对各晶体管的控制按下面的规律进行：在正半周期，让晶体管V1一直保持导通，而让晶体管V4交替通断。当天V1和V4导通时，负载上所加的电压为直流电源电压Ud。当V1导通而使V4关断后，由于电感性负载中的电流不能突变，负载电流将通过二极管VD3续流，负载上所加电压为零。如负载电流较大，那么，直到使V4再一次导通之前，VD3一直持续导通。如负载电流较快地衰减到零，在V4再一次导通之前，负载电压也一直为零。这样，负载上的输出电压uo就可得到零和Ud交替的两种电平。同样，在负半周期，让晶体管V2保持导通。当V3导通时，负载被加上负电压–Ud，当V3关断时，VD4续流，负载电压为零，负载电压uo可得到–Ud和零两种电平。这样，在一个周期内，逆变器输出的PWM波形就由±Ud、0三种电平组成。控制V4或V3通断的方法如图4.2-4所示。载波uc在信号波ur的正半周为正极性的三角波，在负半周为负极性的三角波。调制信号ur为正弦波。在ur和uc的交点时刻控制晶体管V4或V3的通断。在ur的正半周，V1保持导通，当ur>uc时，使V4导通，负载电压uo=Ud，当ur<uc时，使V4关断，uo=0；在ur的负半周，V1关断，V2保持导通，当ur<uc时，使V3导通，uo=-Ud，当ur>uc时，使V3关断，uo=0。这样，就得到了SPWM波形uo。图中的虚线uof表示uo中的基波分量。像这种在ur的半个周期内，三角波载波只在一个方向变化，所得到的PWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性PWM控制方式。和单极性PWM控制方式不同的是双极性PWM控制方式。图4.2-3的单相桥式逆变电路在采用双极性控制方式是的波形如图4.2-5所示。在双极性方式中ur的半个周期内，三角波载波是在正负两个方向变化的，所得到的PWM波形也是在两个方向变化的。在ur的一周期内，输出的PWM波形只有±Ud两种电平。仍然在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻，控制各开关器件的通断。在ur的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。当ur>uc时，给晶体管V1和V4以导通信号，给V2、V3以关断的信号，输出电压uo=Ud。当ur<uc时，给V2和V3以导通信号，给V1和V4以关断信号，输出电压uo=-Ud。可以看出，同一半桥上下两个桥臂晶体管的驱动信号极性相反，处于互补工作方式。在电感性负载的情况下，若V1和V4处于导通状态时，给V1和V4以关断信号，而给V2和V3以导通信号后，则V1和V4立即关断，因感性负载电流不能突变，V2和V3并不能立即导通，二极管VD2和VD3导通续流。当感性负载电流较大时，直到下一次V1和V4重新导通前，负载电流方向始终未变，VD2和VD3持续导通，而V2和V3始终未导通。当负载电流较小时，在负载电流下降到零之前，VD2和VD3续流，之后V2和V3导通，负载电流反向。不论VD2和VD3导通，还是V2和V3导通，负载电压都是–Ud。从V2和V3导通向V1和V4导通切换时，VD1和VD4的续流情况和上述情况类似。4.2.3三相桥式PWM逆变电路在PWM型逆变电路中，使用最多的还是如图4.2-6所示的三相桥式逆变电路，其控制方式一般都是采用双极性方式。U、V和W三相的PWM控制通常公用一个三角波载波段uc，三相调制信号urU、urV和urW的相位依此相差120°。U、V和W各相功率开关器件的控制规律相同，现以U相为例来说明。当urU>uc时，给上桥臂晶体管V1以导通信号，给下桥臂晶体管V4以关断信号，则U相相对于直流电源假想中点N′的输出电压uUN′=Ud/2。当urU<uc时，给V4以导通信号，给V1以关断信号，则uUN′=-Ud/2。V1和V4的驱动信号始终是互补的。当给V1（V4）加导通信号时，可能是V1（V4）导通，也可能是二极管VD1（VD4）续流导通，这要由感性负载中原来电流的方向和大小来决定，和单相桥式逆变电路双极性PWM控制时的情况相同。V相和W相的控制方式和U相相同。当臂1和臂6导通时，uUV=Ud，当臂3和臂4导通时，uUV=-Ud，当臂1和臂3或臂4和臂6导通时，uUV=0。因此，逆变器输出线电压由±Ud、0三种电平构成。4.2.4死区对PWM逆变器的影响在双极性PWM控制方式中，同一相上下两个臂的驱动电路都是互补的。但是，实际上为了防止上下两个臂直通而造成短路，在给一个臂施加关断信号后，再延迟Δt时间，才给另一个臂施加导通信号。延迟时间的长短主要由功率开关器件的关断时间决定。这个所谓的延迟时间Δt，即为通常所说的死区，也有人把它称作为开关时滞（SwitchingLag-times）。在PWM逆变器中设置死区Δt，可以避免同桥臂开关管同时导通的短路故障。同时在感性负载时，由于死区引起的二极管续流，能使开关管开通，使开通损耗减少。这是设置死区的优点。但由于设置死区所引起的反馈二极管的续流，会使输出电压基波幅值减小，并产生出与死区时间Δt及载波比N成比例的3，5，7，…次谐波。这是设置死区带来的缺点。这个缺点对变频调速系统的影响最为显著，特别是在变频调速系统低速运行时，调制波角频率ωs减小，使载波比N相对增大，因此使由于死区Δt所引起的基波幅值减小的影响和3，5，7，…次谐波比例增大的影响更加严重。在这种情况下，为了保证变频调速系统的良好运行，就必须要对死区的这种不良影响进行补偿。常用的补偿方法有两种：一种是电流反馈型补偿，另一种是电压反馈型补偿。它们的共同补偿原理就是设法产生一个与误差波波形（即由于设置死区，而使输出的PWM波形成为偏离正弦波的波形）相似、相位相反的补偿电压来抵消或削弱误差波的影响。4.3PWM型逆变电路的控制方式在PWM逆变电路中，载波频率ƒc与调制信号频率ƒr之比N=ƒc/ƒr称为载波比。根据载波和信号是否同步及载波比的变化情况。PWM逆变电路可以有异步调制和同步调制两种控制方式。4.3.1异步调制载波信号和调制信号不保持同步关系的调制方式称为异步方式。在步调制方式中，调制信号频率ƒr变化时，通常保持载波频率ƒc固定不变，因而载波比N是变化的。这样一来，在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。当调制信号频率较低时，载波比N较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后1/4周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制信号频率增高时，载波比N就减小，半周期内的脉冲数减少，输出脉冲的不对称性影响就变大，还会出现脉冲的跳动。同时，输出波形和正弦波之间的差异也变大，电路输出特性变坏。对于三相PWM型逆变电路来说，三相输出的对称性也变差。因此，在采用异步调制方式时，希望尽量提高载波频率，以使在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，改善输出特性。同步调制载波比N等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保持同步的调制方式称为同步调制。在基本同步调制方式中，调制信号频率变化时载波比N不变。调制信号半个