光纤通信课件：第5章 光探测及光接收机

第5章光探测及光接收机光探测原理光电探测器数字光接收机接收机光信噪比（OSNR）

接收机误码率和灵敏度

灵敏度下降机理

光接收机1《光纤通信》（第3版）原荣编著光探测器2《光纤通信》（第3版）原荣编著前言发射机发射的光信号经光纤传输后，由第2章我们知道，不仅幅度衰减了，而且脉冲波形也展宽了。光接收机的作用就是检测经过传输后的微弱光信号，并放大、整形、再生成原输入信号。它的主要器件是利用光电效应把光信号转变为电信号的光电检测器。对光电检测器的要求是灵敏度高、响应快、噪声小、成本低和可靠性高，并且它的光敏面应与光纤芯径匹配。用半导体材料制成的光电检测器正好满足这些要求。3《光纤通信》（第3版）原荣编著5.1光探测原理发生受激吸收产生一个电子空穴对;在PN结施加反向电压的情况下，受激吸收过程生成的电子空穴对，在电场的作用下，在外电路形成光生电流。当入射功率变化时，光生电流也随之线性变化，从而把光信号转变成电流信号。4《光纤通信》（第3版）原荣编著假如入射光子的能量超过禁带能量Eg，耗尽区每次吸收一个光子，将产生一个电子空穴对，发生受激吸收。光探测原理----受激吸收5《光纤通信》（第3版）原荣编著在PN结施加反向电压的情况下，受激吸收过程生成的电子空穴对在电场的作用下,分别离开耗尽区，电子向N区漂移，空穴向P区漂移，空穴和从负电极进入的电子复合，电子则离开N区进入正电极。从而在外电路形成光生电流。当入射功率变化时，光生电流也随之线性变化，从而把光信号转变成电流信号。图5.1.1PN结光电检测原理说明6《光纤通信》（第3版）原荣编著光电检测器响应度7《光纤通信》（第3版）原荣编著5.2光电探测器5.2.1PIN光电二极管5.2.2雪崩光电二极管5.2.3响应带宽5.2.4新型APD结构5.2.5MSM光电探测器5.2.6单向载流子探测器（UTC-PD）5.2.7波导探测器（WD-PD）5.2.8行波探测器（TW-PD）8《光纤通信》（第3版）原荣编著5.2.1PIN光电二极管

----工作原理 简单的PN结光电二极管具有两个主要的缺点。首先，它的结电容或耗尽区电容较大，RC时间常数较大，不利于高频调制。其次，它的耗尽层宽度最大也只有几微米，此时长波长的穿透深度比耗尽层宽度W还大，所以大多数光子没有被耗尽层吸收，因此长波长的量子效率很低。9《光纤通信》（第3版）原荣编著 为了克服PN管存在的问题，人们采用PIN光电二极管PIN二极管与PN二极管的主要区别是，在P和N层之间加入了一个I层，作为耗尽层。I层的宽度较宽，约有（5~50）m，可吸收绝大多数光子，使光生电流增加。图5.2.1PIN光电二极管10《光纤通信》（第3版）原荣编著PIN光电二极管的响应时间11《光纤通信》（第3版）原荣编著2.光电二极管的响应波长12《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.2PIN光电二极管的波长响应曲线13《光纤通信》（第3版）原荣编著PIN光电二极管的性能参数量子效率响应度R暗电流,表示无光照时出现的反向电流，它影响接收机的信噪比;响应速度,它表示对光信号的反应能力，常用对光脉冲响应的上升或下降沿表示;结电容(pF),它影响响应速度。14《光纤通信》（第3版）原荣编著5.2.2雪崩光电二极管雪崩光电二极管（APD）是利用雪崩倍增效应使光电流得到倍增的高灵敏度探测器。APD的结构设计，使它能承受高的反向偏压，从而在PN结内部形成一个高电场区。APD能提供内部增益工作速度高 已广泛应用于光通信系统中15《光纤通信》（第3版）原荣编著光生的电子空穴对经过高电场区时被加速。从而获得足够的能量，它们在高速运动中与P区晶格上的原子碰撞，使晶格中的原子电离，从而产生新的电子空穴对。这种通过碰撞电离产生的电子空穴对，称为二次电子空穴对。新产生的二次电子和空穴在高电场区里运动时又被加速，又可能碰撞别的原子，这样多次碰撞电离的结果，使载流子迅速增加，反向电流迅速加大，形成雪崩倍增效应。APD工作原理

16《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.3雪崩光电二极管 图5.2.4APD雪崩倍增图示17《光纤通信》（第3版）原荣编著2.平均雪崩增益18《光纤通信》（第3版）原荣编著5.2.3响应带宽19《光纤通信》（第3版）原荣编著光电二极管响应带宽定义20《光纤通信》（第3版）原荣编著上升时间定义为输入阶跃光功率时，探测器输出光电流最大值的10%到90%所需的时间。上升时间定义21《光纤通信》（第3版）原荣编著受RC时间常数限制的带宽22《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.2APD波长响应曲线23《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.5使用双异质结的SAMAPD 图5.2.6使用双异质结的SAGMAPD24《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.7SAGAAPD结构示意图 图5.2.8APD带宽—增益特性25《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.9阶梯超晶格多量子阱(MQW)APD（a）无偏压能带图 （b）加偏压后的能带图26《光纤通信》（第3版）原荣编著5.2.4

MSM光电探测器金属-半导体-金属（MSM,Metal-Semiconductor-Metal）光电探测器与PN结二极管结构不同然而，它的光/电转换的基本原理却仍然相同，即入射光子产生电子-空穴对，电子-空穴对的流动就产生了光电流。27《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.5MSM光电探测器结构28《光纤通信》（第3版）原荣编著MSM光电

探测器原理象手指状的平面金属电极沉淀在半导体的表面，这些电极交替地施加电压，所以这些电极间存在着相当高的电场。光子撞击电极间的半导体材料，产生电子-空穴对，然后电子被正极吸引过去，而空穴被负极吸引过去，于是就产生了电流。与PIN和APD探测器相比，这种结构的结电容小，所以它的带宽大，这种器件很有可能工作在300GHz。另外它的制造也容易。但缺点是灵敏度低（0.4~0.7A/W），因为半导体材料的一部分面积被金属电极占据了，所以有源区的面积减小了。29《光纤通信》（第3版）原荣编著例5.2.1PIN光电二极管的灵敏度30《光纤通信》（第3版）原荣编著例5.2.2带宽31《光纤通信》（第3版）原荣编著例5.2.3InGaAsAPD灵敏度32《光纤通信》（第3版）原荣编著例5.2.4SiAPD33《光纤通信》（第3版）原荣编著5.2.6单向载流子探测器(UTC-PD)按光的入射方式，探测器可以分为:面入射光电探测器(a),如一般的PIN,响应速度慢；边耦合光电探测器(c)，如UTC-PD/TW-PD,效应速度快。34《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.11面入射探测器(a)(b)和边耦合光电探测器(WG-PD、TW-PD)(c)~(g)的比较35《光纤通信》（第3版）原荣编著在面入射光电探测器中，光从正面或背面入射到探测器的光吸收层中，产生电子空穴对，并激发价带电子跃迁到导带，产生光电流，如图5.2.11(a)和(b)。所以，在面入射光电探测器中，光行进方向与载流子的渡越方向平行，如一般的PIN探测器。PIN的响应速度受到PN结RC数值、I吸收层厚度和载流子渡越时间等的限制。最高光响应速率小于20Gb/s。为此提出了高速光电探测器解决方案—边耦合光电探测器。面入射光电探测器36《光纤通信》（第3版）原荣编著在（侧）边耦合光电探测器中，光行进方向与载流子的渡越方向互相垂直；很好地解决了吸收效率和电学带宽之间对吸收区厚度要求的矛盾。

边耦合探测器比面入射探测器可以获得更高的3dB响应带宽。边耦合探测器分：波导型探测器（WG-PD）行波型探测器（TW-PD）。

边入射光电探测器37《光纤通信》（第3版）原荣编著PIN能带结构图在PIN光电二极管中，对光电流作出贡献的包括电子和空穴两种载流子。在耗尽和吸收层中的电子和空穴各自独立运动，由于电子很快掠过吸收层，而空穴则要停留很长时间，因而总的载流子迁移时间主要取决于空穴。另外，当输出电流或功率增大时，其响应速度和带宽会进一步下降；这是因为低迁移率的空穴在输运过程中形成堆积，产生空间电荷效益，进一步使电位分布发生变形，从而阻碍载流子从吸收层向外运动。38《光纤通信》（第3版）原荣编著UTC-PD能带结构图

只有电子充当载流子，空穴不参与导电，电子的迁移率远高于空穴，因而其载流子渡越时间比PIN的小。在收集层中，光电流完全由从吸收层漂移扩散过来的电子产生，并且在电场的作用下，因过冲效应电子高速快速向阴极漂移。吸收层中的电子由于扩散阻挡层（势垒层）的阻挡，只有极少数电子越过势垒层。由于在吸收层中空穴为多数载流子，不能扩散形成光生电流。因此称这种探测器为单向光电探测器。由于多数载流子空穴的介电迟豫时间远小于电子在结区的渡越时间，空间电荷限制效应很快就释放，在强光照射下不容易达到饱和。这样就容许大的工作电流密度通过，因此，在取得高速响应的同时，实现了大的饱和电流输出。

39《光纤通信》（第3版）原荣编著改进后的UTC-PD能带结构图

在实际应用中，既要求高的光电转换效率，宽的带宽，又要求高的输出功率。这里部分InP吸收层被InGaAs耗尽层取代，这样光电转换效率提高了，而带宽没有降低。该器件的灵敏度为0.22A/W，350GHz的最大输出光功率是2.7dBm，3dB和10dB的带宽分别是120GHz和260GHz。40《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.13UTC-PD光电混装模块照片41《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.14器件响应频率与输出功率的关系42《光纤通信》（第3版）原荣编著5.2.7波导探测器(WD-PD)波导探测器正好解除了PIN探测器的内量子效率和响应速度之间的制约关系;极大地改善了其性能，在一定程度上满足了光通信对高性能探测器的要求面入射光电探测器的固有弱点是量子效率和响应速度相互制约；一方面可以采用减小其结面积来提高它的响应速度，但是这会降低器件的耦合效率。另一方面也可以采用减小本征层（吸收层）的厚度来提高器件的响应速度。但是这会减小光吸收长度，降低内量子效率，因此这些参数需折衷考虑。43《光纤通信》（第3版）原荣编著5.2.7波导探测器光垂直于电流方向入射到探测器的光波导中，然后在波导中传播，传播过程中光不断被吸收，光强逐渐减弱，同时激发价带电子跃迁到导带，产生光生电子空穴对，实现了对光信号的探测。

WG-PD的光吸收是沿波导方向进行的，其光吸收长度远大于传统型光电探测器。WG-PD的吸收长度是探测器波导的长度，一般可大于10m，而传统型探测器的吸收长度是InGaAs本征层的厚度，仅为1m。所以WG-PD结构的内量子效率高于传统型结构PD的。另外，WG-PD还很容易与其他器件集成。但是，和面入射探测器相比，WD-PD的光耦合面积非常小，导致光耦合效率较低，同时也增加了和光纤耦合的难度。44《光纤通信》（第3版）原荣编著分支波导探测器(TaperedWG-PD)

光进入折射率为n1的单模波导，当传输到n2光匹配层的下面时，由于n2>n1，所以光向多模波导匹配层偏转（见2.1.1节）;又因n3>n2，所以光就进入PD的吸收层，转入光生电子的过程。45《光纤通信》（第3版）原荣编著5.2.8行波探测器（TW-PD）行波探测器是在波导探测器的基础上发展起来的，它的响应不受与有源面积有关的RC常数的限制；响应主要由光的吸收系数以及光的群速度和电的相速度不匹配决定。这种器件的长度远大于吸收长度，但它的带宽基本与器件长度无关，所以具有更大的响应带宽积。然而这种器件不能得到较高的输出电平值，难以实用化。46《光纤通信》（第3版）原荣编著串行光馈送TW-PD能克服TW-PD高速和大饱和光电流相互之间的制约。光串行馈送速度匹配周期分布式

行波探测器（VMPTW-PD）47《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.16光串行馈送速度匹配周期分布式行波探测器（VMPTW-PD）串行和并行光馈送TW-PD能克服TW-PD高速和大饱和光电流相互之间的制约。光串行馈送速度匹配周期分布式TW-PD（VMPTW-PD）由一个输入光波导、多个分布在光波导上的UTC-PD和共面微带传输线组成。单个UTC-PD的带宽为116GHz，响应度为0.15A/W。48《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.17由4个PIN构成光并行馈送行波阵列光电探测器（TW-PD）可用的不饱和光电流变化范围直接由TW-PD内的PIN数量决定，带宽不受RC时间常数的限制。该TW-PD芯片的频率响应为：3dB带宽为80GHz，7dB为150GHz。响应度R=0.24A/W。4个PINPD并行构成TW-PD，输入光经过多模干涉分光器(MMI)后分成几乎相等的4份光，分别馈送到4个并行波导集成PIN光电二极管;PIN管产生的光生电流同相复合，4个PINPD被共平面波导（CPW）微带传输线连接。49《光纤通信》（第3版）原荣编著(c)多模干涉分光器（MMI）原理该TW-PD芯片设计采用模场转换器，以便实现光纤和芯片的有效耦合MMI将输入光分成4路输出光各路输出光的偏差为0.4dB附加损耗1dB极化相关损耗（PDL）为0.2dB。50《光纤通信》（第3版）原荣编著(a)TW-PD的微观结构(刻蚀立体图)51《光纤通信》（第3版）原荣编著TW-PD芯片刻蚀显微图

(由4个PIN并联构成)TW-PD芯片的频率响应为：3dB带宽为80GHz7dB为150GHz响应度R=0.24A/W。52《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.2.15边入射平面折射波导RFUTC-PD光入射到斜面上产生折射，改变方向后到达吸收光敏区。耦合面积非常大，垂直方向和水平方向的耦合长度分别达到了9.5m和47m，即使在没有偏压的情况下，外部量子效率也达到了91%。在0.5V偏压下，它的响应度达到了0.96A/W。RF-PD和WG-PD相比，前者的耦合面积要远大于后者，外量子效率也要比后者高。从结构图中可以看出，器件的另外一个显著特征是光在斜面上折射后斜入射到光吸收区，增大了光吸收长度和光吸收面积，提高了内量子效率，同时分散光吸收可以增大探测器的饱和光电流。53《光纤通信》（第3版）原荣编著5.3数字光接收机组成5.3.1光电变换和前置放大5.3.2线性放大5.3.3数据恢复54《光纤通信》（第3版）原荣编著5.3数字光接收机接收机的设计很大程度上取决于发射机使用的调制方式，特别是与传输信号的种类，即模拟或数字信号有关。因为大多数光波系统使用数字调制方式，所以在本章中，我们集中讨论数字光接收机。关于模拟接收机的设计，我们将在第六章和第八章中讨论。55《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.3.1数字光接收机原理组成图56《光纤通信》（第3版）原荣编著5.3.1前置

放大器前置放大器在减弱或防止电磁干扰和抑制噪声方面起着特别重要的作用，所以精心设计前置放大器就显得特别重要。光电二极管把光比特流转变成随时间变化的电信号。前置放大器的作用是放大该电信号，以供主放大器进一步放大和处理。前置放大器的设计要求在带宽和灵敏度之间进行折衷。57《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.3.2光接收机

前置放大器等效电路58《光纤通信》（第3版）原荣编著负载电阻跨接到反向放大器的输入和输出端，尽管RL仍然很大，但负反馈使输入阻抗减小了G倍，因此带宽也比高阻抗放大器的扩大了G倍。它的灵敏度高、频带宽。动态范围也比高阻抗前置放大器的大。因此光接收机常使用这种结构的前放。转移阻抗前置放大器59《光纤通信》（第3版）原荣编著5.3.2线性放大由主放大器、低通滤波器和自动增益控制电路组成。有时候，为了校正和补偿前端对带宽的限制，在主放大器之前还要插入一个均衡器。低通滤波器的作用是整形电压脉冲，减小噪声，同时避免引入更多的码间干扰。采用自动增益控制电路，在接收机平均入射光功率一定的变化范围内，可以把放大器的增益自动控制在固定的输出电平上。60《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.3.3柰奎斯特脉冲响应和升余弦均衡滤波器输出响应我们虽不能消除码间干扰及相互影响但我们能做到不管输入波形如何发生畸变，只要经过均衡滤波器后，在某些特定点上干扰为零，因此可用于正确地判决。61《光纤通信》（第3版）原荣编著5.3.3

数据恢复数据恢复电路包括判决电路和时钟恢复电路。它的任务是把均衡器输出的升余弦信号恢复成数字信号。首先要提取时钟信号，在最佳的取样时间对升余弦信号进行取样，然后将取样幅度与判决阈值进行比较，确定码元是“0”还是“1”，从而把升余弦波形恢复再生成原传输的数字信号。最佳的判决时间应是升余弦波形的正负峰值点，这时取样幅度最大，抵抗噪声的能力最强。62《光纤通信》（第3版）原荣编著选取最佳的判决时间63《光纤通信》（第3版）原荣编著眼图分析法在实验室里观察码间干扰是否存在的最直观、最简单的方法是眼图分析法。通常误码率的典型值为10–9。将均衡滤波器输出的随机脉冲序列输入到示波器的Y轴，用时钟信号作为外触发信号，就可观察到眼图。眼图的张开度受噪声和码间干扰的影响，当输出端信噪比很大时，张开度主要受码间干扰的影响。因此，观察眼图的张开度就可以估计出码间干扰的大小，这给均衡电路的调整提供了简单而适用的观测手段。64《光纤通信》（第3版）原荣编著5.4接收机信噪比（SNR）5.4.1噪声机理5.4.2PIN光接收机5.4.3APD接收机5.4.4信噪比(SNR)和光信噪比(OSNR)的关系65《光纤通信》（第3版）原荣编著5.4接收机信噪比(SNR)SRN为平均信号功率和噪声功率之比;光接收机使用光电二极管，将入射光功率转换为电流;当入射光功率不变时，两种基本的噪声，散粒噪声和热噪声也会引起光生电流的起伏;电流起伏引入的电噪声影响接收机性能;本节回顾噪声机理，并讨论光接收机的信噪比(SNR)。66《光纤通信》（第3版）原荣编著5.4.1PIN光接收机SNR67《光纤通信》（第3版）原荣编著散粒噪声受限SNR68《光纤通信》（第3版）原荣编著SNR可用“1”码中包含的光子数表示69《光纤通信》（第3版）原荣编著5.4.2APD接收机70《光纤通信》（第3版）原荣编著5.4.4信噪比(SNR)和光信噪比(OSNR)的关系式中，Ps表示2种极化的信号功率，Bref表示参考带宽（12.5GHz）；P表示信号占据的极化态数，RB表示2种极化态的比特速率。SNR和OSNR的关系取决于信号是否是极化分集复用(PDM)，没有PDM时P=1，有PDM时P=2。在经典的通信理论中，信噪比（SNR）是信号和噪声之比，这里信号和噪声均是只包含一种极化态的信号和噪声。光信噪比（OSNR）却不同，这里信号是包含一种或两种极化态的信号，而噪声是两种极化态噪声之和，并且噪声是在固定带宽12.5GHz内的噪声。71《光纤通信》（第3版）原荣编著5.5接收机误码率和灵敏度5.5.1比特误码率5.5.2最小平均接收光功率5.5.3光电探测器的量子限制72《光纤通信》（第3版）原荣编著5.5接收机误码率和灵敏度73《光纤通信》（第3版）原荣编著5.5.1比特误码率74《光纤通信》（第3版）原荣编著比特误码率75《光纤通信》（第3版）原荣编著图(a)表示判决电路接收到的叠加了噪声的PCM比特流图(b)表示“1”码信号和“0”码信号在平均光生信号电流I1（1码）和I0（0码）附近的高斯概率分布，阴影区表示错误识别概率。图5.5.2误码概率计算76《光纤通信》（第3版）原荣编著77《光纤通信》（第3版）原荣编著SNR和Q的关系78《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.5.3BER和Q参数的关系79《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.5.4接收机灵敏度和比特率的关系实际光接收机的灵敏度比量子极限约低20dB;主要由接收机热噪声和光纤色散使灵敏度下降。光纤色散导致的灵敏度下降与比特速率B和光纤长度L有关，并随BL乘积增加而增加，在较高码率下，接收灵敏度的实测值比量子极限下降了25~30dB80《光纤通信》（第3版）原荣编著5.6灵敏度下降机理1.发射“0”码时接收光功率不为零引入的功率代价2.激光器强度噪声引入的功率代价3.定时抖动引起的功率代价81《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.6.1功率代价与消光比的关系图5.6.2功率代价和强度噪声的关系82《光纤通信》（第3版）原荣编著图5.6.3功率代价与定时抖动的关系83《光纤通信》（第3版）原荣编著5.7

光接收机5.7.1光接收机性能5.7.2电子载流子（UTC）光接收机5.7.3阵列波导光栅（AWG）PIC多信道光接收机5.7.4107Gb/sWG-PIN行波放大PIC光接收机84《光纤通信》（第3版）原荣编著5.7.1光接收机性能光接收机的性能由其构成的系统BER随平均接收光功率的变化来表征BER=109时的平均接收光功率即为接收机灵敏度。对同一系统来说，接收灵敏度与比特速率有关近来超强前向纠错(SFEC)和电子色散补偿的应用，使纠错能力大为提高Q=6.3dB时,容许系统送入纠错模块前的BER甚至可以达到2102

。85《光纤通信》（第3版）原荣编著5.7.2电子载流子（UTC）光接收机图5.7.12信道双PD芯片(4PD阵列)平衡接收模块5.2.6节已介绍了电子载流子（UTC）光电探测器，利用它的芯片制造技术，人们已开发出43Gb/sDQPSK系统用的2信道平衡接收模块

86《光纤通信》（第3版）原荣编著5.7.3阵列波导光栅(AWG)PIC多信道光接收机单片集成了AWG路由（WGR）波长解复用器和阵列PIN光电探测器并且在PIN之后又集成了异质结双极晶体管（HBT）作为前