数据通信课件第二章

第2章 数据通信的传输

1本章内容、重点和难点本章内容数据传输介质、信道容量和数据传输信号码型。数据信号的基带传输、频带传输和数字传输。复用技术和数据通信网。本章重点数据信号基带传输系统的构成模型和波形形成。数据信号频带传输的调幅、调相和调频。数据信号数字传输的实现方法和复用方法。本章难点基带传输系统的波形形成。频带传输系统的调幅、调相。第2章 数据通信的传输2学习本章目的和要求了解数据传输的介质、信道容量和数据信号码型。掌握数据信号的基带传输系统构成模型和波形形成。掌握频带传输中的调幅、调相和调频。掌握数字传输的实现方式和复用方法。第2章 数据通信的传输32.1数据传输介质数据通信中采用的物理传输介质可分为有线和无线两大类。有线传输介质有双绞线、同轴电缆和光纤等。无线传输介质有无线电波、微波和卫星等。42.1数据传输介质1．有线传输介质（1）双绞线双绞线（TP）是由两根具有绝缘保护层的铜导线互绞在一起构成，并由此而得名。根据组成双绞线的两根铜导线是否屏蔽，可将双绞线分为屏蔽双绞线（STP）和非屏蔽双绞线（UTP）两种，如图2-1所示。UTP有1类线、2类线、3类线、4类线、5类线、超5类线、6类线和7类线等，其主要区别在于单位距离上的旋绞次数。52.1数据传输介质（2）同轴电缆同轴电缆（CoaxialCable）由内部导体环绕绝缘层以及绝缘层外的金属屏蔽网和最外层的护套组成，如图2-2所示。同轴电缆又分为基带同轴电缆（阻抗50）和宽带同轴电缆（阻抗为75）。基带同轴电缆用于数字传输，宽带同轴电缆用于模拟传输。CATV电缆就是宽带同轴电缆。在局域网中多使用基带同轴电缆，基带同轴电缆又分为粗同轴电缆和细同轴电缆。与双绞线比较，同轴电缆可支持极宽的频宽和具备极好的噪音抑制特性，故可同时传输数据、话音及影像。62.1数据传输介质（3）光纤光纤是导光性能极好、直径很细的圆柱形玻璃纤维。光纤的基本结构有裸光纤和涂覆光纤两种结构。裸光纤由两部分组成，中间部分称为“纤芯”，直径d1＝4μm～50μm，外层部分称为“包层”，直径d2＝125μm。为保护光纤不受损害和增加机械强度，要对光纤进行涂覆，经涂覆后的光纤称为涂覆光纤，涂敷后的光纤外径约1.5mm。光纤可以分为单模光纤和多模光纤。单模光纤只传输一种模式，纤芯直径约为4μm～10μm，包层直径为125μm。而多模光纤传输多个传导模式，其纤芯直径一般为50μm，包层外径也为125μm。光纤传输的主要优点是：频带宽，速度高；损耗小，传输距离远；抗电磁干扰和核辐射能力强；保密性好，无串话干扰；尺寸小，重量轻，便于施工和铺设；节约有色金属等。72.1数据传输介质图2-1双绞线示意图图2-2同轴电缆示意图图2-3光纤结构示意图82.1数据传输介质

2．无线传输介质

（1）无线电波无线电波（Radio）主要应用于无线电广播、电视广播及通信领域。ITU-R已将无线电波的频率划分为若干波段，即低频（LF）、中频（MF）、高频（HF）、甚高频（VHF）、特高频（SHF）、超高频（UHF）和极高频（EHF）。低频的范围约30kHz～300kHz，中频的范围约300kHz～3MHz，依次类推。在低频和中频波段内的无线电波传播距离有限，一般为几百千米范围内。长波、中波和中短波用此方式进行无线电广播。在高频和甚高频波段内的电波传播距离较远。短波广播最适宜以此形式传播，一般可达到几千千米以外。92.1数据传输介质

（2）微波微波（Microwave）通常是利用1GHz～20GHz范围内的电波来进行传输，是一种利用电磁波在对流层的视距范围内传输的方式。高频的微波的一个重要特性是沿着直线传播，两站间的通信距离一般为30km～50km，长距离传输时，需建立多个中继站来接力。

（3）卫星卫星通信是微波通信的一种方式，其使用的波段和微波通信一样，目前用得较多的是4/6GHz频段，只不过它是依靠地球同步卫星作为中继站来转发微波信号。优点：可克服地面微波通信距离的限制。缺点：传播延迟时间长。适合于远距离的通信。102.2数据传输信道容量信道容量是指在单位时间内所能传送的最大信息量，即信道的最大传信速率，单位是比特/秒（bit/s）。与数据传信速率的区别是，前者表示信道的最大传信速率，是信道传输数据能力的极限，而后者是实际的数据传输速率。

1．模拟信道的信道容量模拟信道的信道容量可以根据香农（Shannon）定律计算。 （bit/s）其中，S为信号功率，N为噪声功率，S/N是平均信号噪声功率比，通常把信噪比表示成10log(S/N)分贝（dB）；B为信道带宽，C为信道容量。112.2数据传输信道容量

【例2-1】若信道带宽为3000Hz，信号噪声功率比为30dB，求信道容量。

解因为10log(S/N)=30，所以S/N=1030/10=1000，即当信号噪声功率比为30dB时，信号功率比噪声功率大1000倍，则该信道容量为

可见，信道容量是在一定S/N下信道能达到的最大传信速率，实际通信系统的传信速率要低于信道容量。122.2数据传输信道容量

2．数字信道的信道容量数字信道的信道容量可以依据奈奎斯特（Nyquist）准则计算。奈奎斯特准则指出：带宽为BHz的信道，所能传送的信号的最高码元速率（即调制速率）为2B波特。数字信道的信道容量C可表示为 C=2Blog2M（bit/s）其中，M为码元符号所能取的离散值个数，即指M进制。【例2-2】设数字信道的带宽为3000Hz，采用16进制传输，计算无噪声时该数字信道的通信容量。

解

C=2Blog2M=2×3000×log216=24000（bit/s）132.3数据传输信号码型电脉冲的形状称为数据信号波形，而把电脉冲序列的结构形式称为数据信号的码型。在数据通信中常用的基本码型有单极性不归零码（NRZ）、单极性归零（RZ）码、双极性不归零（BPNRZ）码（BPNRZ）、双极性归零（BPNRZ）码、传号交替反转码（AMI）、差分码和多电平码等，如图2-4所示。

NRZ常在近距离传输时（比如在印刷板内或相近印刷板之间传输时）被采用。RZ码形在近距离内实行码形变换时使用。BPNRZ在ITU-TV系列接口标准或RS-232接口标准中使用。差分码，这是一种把要传的“1”、“0”信号反映在相邻码元的相对变化上的波形，也称相对码，在DPSK调制中使用。多电平码在高速传输系统中采用是适宜的。142.3数据传输信号码型图2-4常用数据序列形式152.4数据信号的基带传输数据终端输出的数据信号代码序列称为基带数据信号。基带数据信号的频谱是从零频或近于零频率开始，一直到一定的频率，这种基带数据信号所占的频带称为基带。不搬移基带信号频谱的传输方式称为基带传输。162.4.1基带传输系统的构成模型1．基带数据信号的频谱特性若令g1(t)代表二进制数据符号“0”，g2(t)代表二进制数据符号“1”，码元的间隔为T。则数据信号序列可表示为 （2-1）式中：可见，基带数据信号序列为一随机信号，如这一序列是以单极性不归零矩形脉冲序列表示，则g1(t)=0，g2(t)是幅度为A、宽度为T的矩形脉冲，其数据序列如图2-5所示。172.4.1基带传输系统的构成模型图2-63种随机数据序列功率谱密度图2-5数据信号序列示意图182.4.1基带传输系统的构成模型图2-6画出了三种码型功率谱密度，图中用箭头表示离散线谱。从图2-6可以看出，随机数据信号序列功率谱可能包括两个部分：连续谱和离散谱。

连续谱部分总是存在的，而离散谱部分，在某些情况下可能没有。离散谱分量的存在决定了是否可直接从序列中提取时钟信息。可见：脉冲宽度越宽其能量集中的范围就越小，反之能量集中的范围就越大，或者说信号码元周期越大，主要能量所占的带宽就越小，反之越小，主要能量所占的带宽就越大。

了解数据信号的功率谱密度有两个意义：（1）大致掌握传输某一数据信号所需的基带宽度；（2）利用它的离散谱是否存在可知能否从脉冲序列中直接提取时钟信息。192.4.1基带传输系统的构成模型

2．基带数据传输系统构成模型基带传输系统的基本构成模型如图2-7所示。发送滤波器的作用是限制信号频带并起波形形成作用；信道是信号的传输媒介，可以是各种形式的电缆；接收滤波器用来滤除带外噪声和干扰，并起波形形成作用；均衡器用来均衡信道畸变；取样判决电路的作用是进一步排除噪声干扰和提取有用信号，以恢复发送端的数码。图中{ak}是发送的数据序列，若用冲激脉冲来代表序列，则送入发送滤波器的波形f(t)可写成：（2-2）

图2-7基带数据传输系统构成模型202.4.2理想低通网络波形形成

（1）理想低通传输特性的冲激响应假定图2-7中从1点到2点的系统传输特性是理想低通传输特性，如图2-8所示。其传输函数可表示为

（2-3）式中，fN为截止频率，td为固定时延。根据信号与传输理论可知，网络对单位冲激脉冲

(t)的响应，就是网络传递函数的付立叶反变换，即 （2-4）其响应h(t)的波形如图2-9所示。≤212.4.2理想低通网络波形形成

图2-8理想低通传输特性222.4.2理想低通网络波形形成

图2-9理想低通的冲激响应232.4.2理想低通网络波形形成

由图可见，理想低通冲激响应的特点是：

①在t=td处有最大值（2fN），通常可令td=0；②在最大值两边作均匀间隔的衰减波动，以t=td为中心，每隔1/2fN秒有一个过零点。用式（2-2）所表示的数据序列冲激脉冲加到低通滤波器的输入端，则按叠加定理，每个冲激脉冲

(t)在滤波器输出都产生一个如图2-9所示的响应波形。滤波器的输出响应为 （2-5）将式（2-4）代入式（2-5）可得 （2-6）242.4.2理想低通网络波形形成

例如，求am码元的取样判决值，令取样时刻为t=td+mT，这时是第am码元最大值出现的时刻，即 （2-7）上式中am2fN正是第m发送码元在接收端输出的取样值，而第二项为第m码元前后码元对m码元的干扰，称为码间干扰或符号间干扰。如果在发送输端是按T=1/2fN的间隔来传送数据序列，则式（2-7）中的第二项为零，即sin2fN

(m−k)T=sin(m−k)=0，于是这时的取样值为y(t)|t=td+mT=

am2fN。≤252.4.2理想低通网络波形形成

（2）奈氏第一准则前面的这种码元传输速率与传输系统特性之间的配合关系，称为奈奎斯特第一准则，这时的码元速率为2fN波特。

奈氏第一准则是：如系统等效网络具有理想低通特性，且截止频率为fN时，则该系统中允许的最高码元（符号）速率为2fN，这时系统输出波形在峰值点上不产生前后符号间干扰。fN称为奈奎斯特频带，2fN波特称为奈奎斯特速率，称为奈奎斯特间隔。定理表明，若输入数据以2fN波特的速率进行传输时，则在抽样时刻上的码间干扰是不存在的；如果该系统用高于2fN波特的码元速率传送时，将存在码间干扰。也就是说，在奈奎斯特频带fN内，2fN波特是极限速率，所以系统的最高频带利用率为2Bd/Hz。262.4.3具有幅度滚降特性的低通网络波形形成

（1）具有幅度滚降特性的低通网络的提出

理想的低通滤波特性无法实现。

即使获得了相当逼近理想的特性，波形h(t)的“尾巴”——衰减振荡幅度较大，对接收端时钟信号准确度要求极高。寻求一个传输系统，它既可物理实现，又能满足奈氏第一准则的基本要求：速率为2fN的数据信号通过系统后能在所有按间隔的取样点处不产生码间干扰，这就是具有幅度滚降特性的低通网络。272.4.3具有幅度滚降特性的低通网络波形形成

（2）幅频特性滚降的传递函数

滚降特性：对不可实现的理想低通特性的幅频特性加以修改，使它在fN处不是垂直截止特性，而是有一定的缓变过渡特性（或圆滑），这种缓变过渡特性称为滚降特性。为能满足奈氏准则要求形成滚降特性的条件是过理想低通特性的点处作奇对称的函数所形成的特性，如图2-10所示。282.4.3具有幅度滚降特性的低通网络波形形成

图2-10幅频特性滚降的传递函数292.4.3具有幅度滚降特性的低通网络波形形成

滚降系数：由于奇对称的滚降条件，截止频率fN具体展宽的数值与所实现的滚降特性有关。引入滚降系数的概念。 （2-8）式中，a为滚降系数，f为截止频率所增加的频带。f的取值应在0～fN内，则的取值应是在0～1的范围内。

滚降低通网络的频带为 B=(1+a)fN （2-9）302.4.3具有幅度滚降特性的低通网络波形形成

（3）升余弦幅频滚降特性多种幅频特性可以满足滚降的条件，即要求系统的幅频对于点奇对称称，采用较多的是升余弦形状的幅频特性，如图2-11所示，其中只画出正频域部分。图2-12给出了升余弦形状的幅频特性网络冲激响应h(t)的曲线。由图可见，值越大，其冲激响应的尾巴衰减越快，因此允许取样定时相位有较大的偏移。然而，值越大，频带利用率就越小，因为这时频带利用率为

（Bd/Hz） （2-10）当=1时，频带传输效率为每赫兹1Bd。312.4.3具有幅度滚降特性的低通网络波形形成

图2-11升余弦幅频滚降特性322.4.3具有幅度滚降特性的低通网络波形形成

图2-12升余弦滚降低通的响应

图中为滚降系数。

=0表示没有滚降，即理想低通情况；

=1表示最大滚降，其冲激响应的尾巴衰减很快。332.4.4部分响应形成系统

问题提出：

理想低通特性的系统，达到理论上的极限传输速率2Bd/Hz。但其第一个零点以后的“尾巴”振荡幅度大、收敛慢，对定时要求严格。

采用余弦滚降低通传输特性，虽然减小了“尾巴”的振荡，对定时可放松些要求，但是达不到2Bd/Hz的频带利用率。

能否找到频率利用率既高又使“尾巴”衰减大、收敛快的传输波形呢？奈奎斯特第二准则回答了这个问题。

该准则告诉我们：有控制地在某些码元的抽样时刻引入码间干扰，而在其余码元的抽样时刻无码间干扰，那么就能使频带利用率提高到理论上的最大值，同时又可降低对定时精度的要求。通常，把这种波形称为部分响应波形。利用部分响应波形进行传送的基带传输系统称为部分响应形成系统。342.4.4部分响应形成系统

（1）部分响应形成系统的的一般原理部分响应形成系统的基本思想是允许存在一定的、受控的码间干扰，并使其响应波形的“尾巴”波动随时间较快的衰减。前述分析可知，理想低通的冲激脉冲(t)的响应波形是的形式，波动衰减随t的增加衰减较慢，因而使得“尾巴”波动衰减慢，从而形成码间干扰。设想，如果形成波形是由若干个在时间上错开的所组成，这样合成波的表达式在分母通分之后出现t2项，即波动衰减是随t2而增加，从而加快了响应波形的“尾巴”的衰减。352.4.4部分响应形成系统

（2）第一类部分响应编码

①基本原理采用两个在时间上错开T的波形相加，其表达式为

（2-11）式中。从式中可见。

(a)

g(t)的“尾巴”幅度与t2成反比，这说明随着t的增大，它比波形收敛快、衰减也大。

(b)因为g(t)是波形的线性叠加，所以带宽仍是fN。362.4.4部分响应形成系统

(c)若用g(t)作为传送波形，且传送码元间隔为T，则在抽样时刻上仅将发生发送码元与其前后码元相互干扰，而与其他码元不发生干扰，如图2-13所示。因此，以该g(t)作为系统的基本传输波形（取代波形）可以达到2Bd/Hz的频带利用率，且消除符号间干扰。372.4.4部分响应形成系统

图2-13第一类部分响应形成波形从图中可见，若发送端发1个“1”码，接收端会收到2个“1”码，在接收端收到的前一个“1”码作接收的“1”码，而延迟T时间后“1”值即可不计，判为“0”。所以，这种可控的固定符号间干扰在接收端是可以消除的。但是，这样的接收方法存在误码扩散问题。通常，在部分响应系统中是采用预编码的方法解决误码扩散问题。382.4.4部分响应形成系统

②采用预编码的第一类部分响应编码从上面例子可以看到，利用存在一定码间干扰的波形，有可能达到充分利用频带效率和使尾巴振荡衰减加快这样两个目的。图2-14给出了采用预编码方式的第一类部分响应编码的方框图，其中图2-14（a）是原理框图，图2-14（b）是实际系统组成方框图。按图所示，其编码规则是 （2-12）预编码

ck

=bk+bk

–1

（2-13）相关编码则：ck

–1=bk

–1+bk

–2可见ck与bk

–1有关而ck

–1也与bk

–1有关，这样bk

–1与ck和ck

–1都有关，这正是相关编码名称的由来。392.4.4部分响应形成系统

图2-14第一类部分响应系统方框图402.4.4部分响应形成系统

从式（2-12）看到，当ak=0时，bk与bk−1相同，当ak=1时，bk与bk−1不同。因此 （2-14）接收端在收到ck后，做模2处理，则有 （2-15）结果说明，对目前结果ck做模2处理后，若对ck以1为参考作全波整流，便直接得到发送端的ak，此时不需预先知道ak-1，也不存在误码扩散问题。整个上述处理过程可概括为“预编码－相关编码－模2判决”过程。412.4.4部分响应形成系统

例如，设ak为0011100101则有：发ak0011100101bk−100010111001bk0010111001ck0011122101收a'k0011100101422.4.4部分响应形成系统

对于图2-14中从①到②的相关编码部分传递函数的幅频特性|H12(f)|如图2-15所示，若在截至频率fN处作一斜切滤波器，就可得到第一类部分响应形成系统的幅频特性，如图2-16所示。可见，采用第一类部分响应形成系统的带宽仍是fN，而传送数据的速率为1/T=2fN

，可实现2Bd/Hz的频带利用率。但ck是三电平信号，抗干扰性能比二电平系统要差一点。432.4.4部分响应形成系统

图2-15第一类部分响应相关编码器的幅频特性图2-16第一类部分响应形成系统的幅频特性442.4.4部分响应形成系统

（3）第四类部分响应编码第四类部分响应形成系统是以时间上错开2T的两个波形相减作为基本传输信号，其波形如图2-17所示，其表达式为

（2-16）图2-17第四类部分响应编码的基本波形452.4.4部分响应形成系统

图2-18给出了第四类部分响应系统的方框图，相关编码部分传递函数的幅频特性|H12(f)|如图2-19所示，为正弦特特，且有fN处为频谱零点，若在fN处用一斜切滤波器，即为第四类部分响应系统的幅频特性，如图2-20所示。图2-18第四类部分响应形成系统框图462.4.4部分响应形成系统

图2-19第四类部分响应相关编码的幅频特性图2-20第四类部分响应形成系统的幅频特性472.4.4部分响应形成系统

第四类部分响应形成系统的预编码的变换规则是 （2-17）相关编码规则是

ck=bk–bk－2 （2-18）从式（2-17）可见，当ak=1时，bk与bk－2是不同的；当ak=0时，bk与bk－2相同。所以 （2-19）接收端可按上式判决，由ck恢复ak。482.4.4部分响应形成系统

从上述变换举例可看出，若传输过程不产生误码，则恢复的a'k将与发送序列ak完全相同。

总结：采用第一类和第四类部分响应形成系统可实现2Bd/Hz的频带利用率，而且通常它的“尾巴”衰减大、收敛也快，但是变换过程中传输的ck为三电平信号，与二电平传输信号相比性能要差一些。例如：设ak=0011100101。发ak0011100101bk−2000011010001bk0011010001ck0011−100−101收a'k0011100101492.4.5数据传输系统中的均衡技术

实际的传输总是存在一定的码间干扰。理论和实践都表明，在基带系统中插入一种可调（也可不调）滤波器将能减小码间干扰的影响，这种起补偿作用的滤波器称为均衡器。

均衡器可分为频域均衡器和时域均衡器。

频域均衡基本思想是利用可调滤波器的频率特性（包括幅度特性和相位特性）来补偿基带传输系统频率特性的不理想，使包括可调滤波器在内的基带系统的总特性满足实际性能要求，就可消除码间干扰。

时域均衡的基本思路是消除接收的时域信号波形的取样点处的码间干扰，并不要求传输波形的所有细节都与奈氏准则所要求的理想波形完全一致。因此可以利用接收波形本身来进行补偿以消除取样点的符号间干扰，提高判决的可靠性。这里主要介绍时域均衡技术。502.4.5数据传输系统中的均衡技术

（1）时域均衡的基本原理时域均衡在基带数据传输系统中的位置如图2-21所示。设由于传输信道特性的不理想，信号通过系统后就会产生失真，即形成码间干扰。若假设xn为x(t)在n时刻的取样值，则有（2-20）式中表示除当前取样时刻（n=0）符号样值外所有其他符号在该时刻的值的求和。图2-21时域均衡器在基带传输系统中的位置512.4.5数据传输系统中的均衡技术

时域均衡器主要由横截滤波器构成，它是由多级抽头迟延线、可变增益电路和求和器组成的线性系统，构成结构如图2-22所示。按奈氏准则，时域均衡的均衡目标是：调整各增益加权系数ck，使得除n=0以外的yn值之和为零，即，就消除了码间干扰。从理论上讲，只有横截滤波器节数N→∞时，才能消除符号间干扰。然而，当N足够大时，也可以达到的要求。522.4.5数据传输系统中的均衡技术

图2-22时域均衡器构成532.4.5数据传输系统中的均衡技术

（2）时域均衡的实现时域均衡的实现分为预置式自动均衡和自适应式自动均衡两类。

预置式自动均衡是在实际传输数据之前先传输预先规定的测试脉冲，然后按迫零调整原理（调整除c0外的2N个抽头，并迫使其输出的各个样值，获得最佳调整）自动调整抽头增益，使均衡器的输出除n=0以外的所有yn值之和趋于零。

自适应式均衡不再利用专门的测试脉冲进行调整，它是在传输数据过程中连续测出距最佳调整的误差电压，并据此电压去调整各抽头增益，使得均衡器的输出除n=0以外的所有yn值之和趋于零。调整精度较高，信道特性随时间变化时又有一定的自适应性。542.4.6数据传输系统中的扰乱与解扰

所谓扰乱，就是将输入数据序列中存在的短周期的序列或全“0”、全“1”序列按某种规律变换成长周期的，且“0”、“1”等概率、前后独立的随机序列。

用途：①防止发送功率密度谱中因有固定谱线而易干扰其他系统；②有利于数据接收设备中的定时恢复；③有利于自适应均衡器的工作。

扰乱方法：一种是用一个随机序列与输入数据序列进行逻辑加。另一种是用伪随机序列来代替完全随机序列进行扰乱与解扰。实际的数据通信系统中都采用第二种方法。图2-23（a）是扰乱器原理图，图2-23（b）为相应的解扰器。552.4.6数据传输系统中的扰乱与解扰

图2-23扰乱器与解扰器构成图562.4.6数据传输系统中的扰乱与解扰

图2-23所示逻辑关系，可有 （2-21）将式（2-21）进行等式运算，用加等式两边，得

得 输出 （2-22）Y就是扰乱器输出的已扰序列。接收端解扰。设Y'与X'表示解扰器输入和输出序列，则 （2-23）若传输没有误码，则Y'=Y。将式（2-22）代入式（2-23），得 （2-24）572.4.6数据传输系统中的扰乱与解扰

【例2-3】如数据序列为10101010100000000000，即具有短周期和相当多的连“0”。试求序列通过图2-23所示的扰乱器后的输出序列。

解因为图中所示的将X的值10101010100000000000逐一代入，则得出的输出数据序列10111000010010110011从Y可知，短周期已不存在，输入的全“0”序列也被扰乱，而中的“0”、“1”个数已相等，所以起到了扰乱的作用。582.4.7数据传输系统中的时钟同步

接收端这定时时钟信号的要求：①在接收端恢复或提取定时时钟信号速率与接收信号码元速率完全相同；②使接收端的定时时钟信号与接收到的数据信号码元保持固定的最佳相位关系。接收端获得或产生符合这一要求的定时时钟信号的过程称为时钟同步，或称为位同步或比特同步。时钟提取的方法分为两类：自同步法和外同步法。592.4.7数据传输系统中的时钟同步

（1）自同步法自同步法又称内同步法。它是直接从接收的基带信号序列中提取定时时钟信号的方法。在基带数据传输中，多数场合采用自同步法。自同步法的方框图如图2-24所示。

（2）外同步法外同步法的定时信号是从数据信号之外提取的。常用的是在频域上插入位定时导频。如图2-25所示。收端抑制导频的方法有带阻法和抵消法，图2-26表示带阻法。图2-24自同步法定时原理提取框图602.4.7数据传输系统中的时钟同步

图2-25在图2-20频谱中插入导频图2-26带阻法抑制导频612.4.8基带数据传输系统

图2-27基带传输系统构成框图图2-27给出一个基带数据传输系统的构成框图。622.5数据信号的频带传输系统

频带传输又称调制传输，它适用于带通型信道。2.5.1频带传输系统频带传输系统是在基带传输系统的基础上在发送端增加了调制，在接收端增加了解调，以实现信号的频带搬移，调制和解调合起来称为Modem。频带传输是在基带传输的基础上实现的。基本结构如图2-28。所谓调制就是用基带信号对载波波形的某些参数进行控制，使这些参量随基带信号的变化而变化。用以调制的基带信号是数字信号，所以又称为数字调制。

数字调制有调幅、调相和调频3种基本形式，并可派生出多种。632.5.1频带传输系统

图2-28频带传输基本结构注：从点2到点7完成基带信号的频谱搬移和恢复，若在发送端把调制和发送带通两个方框去掉，在接收端把接收带通和解调两个方框去掉就是一个完整的基带传输系统。642.5.2数字调幅

以基带数据信号控制一个载波幅度的调制方式称为数字调幅，又称幅移键控，简写为ASK。1．ASK信号及功率谱分析图2-29是数字调幅系统基本构成框图。2ASK有两种：一种是调制信号为单极性脉冲序列，另一种是调制信号为双极性脉冲序列，信号波形如图2-30所示。图2-29数字调幅系统基本结构652.5.2数字调幅

图2-302ASK信号波形662.5.2数字调幅

（1）调制信号为单极性脉冲序列一个二进制数字调幅（2ASK）信号可写为e(t)=S(t)cosct

（2-25）式中，cosct为被调载波，S(t)为调制信号即基带形成信号。其功率谱密度示意图如图2-31（a）所示。可见：①2ASK信号的功率谱密度由连续谱和离散谱组成；②2ASK信号的功率谱是双边带谱，其带宽是基带信号带宽的两倍。672.5.2数字调幅

（2）调制信号为双极性脉冲序列用单极性不归零码对载波进行调制，有一条离散的线谱，而用双极性不归零码对载波进行相乘的调制，可以达到抑制载频的目的。其功率谱密度曲线如图2-31（b）所示，与图2-31（a）相比只少一条fc的线谱，此种调制方式称为抑制载频的双边带调制。图2-312ASK信号的功率谱密度示意图682.5.2数字调幅

2．单边带和残余边带调制ASK信号具有两个边带，且两个边带含有相同的信息，其带宽是基带信号带宽的两倍。带通滤波器留住上下边带，则为双边带调制。在双边带调制中，若调制信号为双极性信号，则为抑制载频的双边带调制。一般使用滤波器切除一个边带分量，从而实现单边带传输，使频带利用率是双边带传输的两倍。

残余边带调制是使已调双边带信号通过一个残余边带滤波器，此滤波器不是将一个边带完全抑制，而是部分抑制，使其仍残留一小部分，形成所谓的残余边带信号。残余边带信号所占的频带大于单边带，又小于双边带，所以残余边带系统的频带利用率也是小于单边带，大于双边带。692.5.2数字调幅

3．正交幅度调制正交幅度调制（QuadratureAmplitudeModulation，QAM），又称正交双边带调制。正交调幅是由两路在频谱上成正交的抑制载频的双边带调幅所组成。具体方法是用两路独立的基带波形分别对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，所得到的两路已调信号叠加起来。由于这种方法是输入两路不同的信号，每路都是双边带调制，但两路信号处于一个频段之中，所以可同时传输两路信号，因此其频带利用率与单边带传输或基带传输方式相同，对滤波器没有特殊要求。702.5.2数字调幅

图2-32正交调幅系统基本结构（1）基本原理正交幅度调制信号产生和解调原理如图2-32所示。712.5.2数字调幅

A路的基带信号S1(t)与载波cosct相乘，形成抑制载波的双边带调幅信号e1(t)=S1(t)cosct

（2-26）B路的基带信号S2(t))与载波相乘，形成另一路抑制载波的双边带调幅信号 e2(t)=−S2(t)sinct

（2-27）两路合成的输出信号为 e(t)=e1(t)+e2(t)=S1(t)cosct−S2(t)sinct

（2-28）由于A路的调制载波与B路的调制载波相位差90°，所以形成两路正交的频谱，故称为正交调幅。722.5.2数字调幅

正交幅度调制信号的解调必须采用相干解调方法，解调原理如图2-32所示。则两个解调乘法器的输出分别为 （2-29） （2-30）用低通滤波器将基带信号S‘1（t）和S‘2（t）滤出。上、下两个支路的输出信号分别为 （2-31） （2-32）经判决合成后即为原数据序列。732.5.2数字调幅

（2）矢量表示法若正交调幅的A路的“1”对应于0°相位，A路的“0”则对应于180°相位，而B路的载波与A路相差90°，则B路的“1”对应于90°相位，B路的“0”对应于270°相位。A，B两路调制输出经合成电路合成，则输出信号可有4种不同相位。这4种组合所对应的相位矢量关系如图2-33（a）所示，按照相位旋转次序分别用0、1、2、3表示。

（3）星座表示法用矢量表示的QAM信号，若只画出矢量端点，则如图2-33（b）所示，称为QAM的星座表示。如星座图上有4个点，则称为4QAM。还有16QAM（如图2-34）、64QAM、128QAM、256QAM等。星座图上的点数越多，频带利用率越高，但抗干扰能力越差。742.5.2数字调幅

图2-33正交调幅信号矢量和星座表示图2-3416QAM星座图752.5.2数字调幅

（4）正交调幅信号的频谱利用率设输入数据的比特率，即A和B两路的总比特率为fb，信道带宽为B，则频谱利用率为

（2-33）对MQAM系统A，B各路基带信号的电平数应是。若多电平传输，A路和B路每个符号（码元）含有的比特数为。令k=log2M。设符号间隔（即符号周期）为，fs,k/2为符号（码元）速率（Bd）。A，B各路的比特率 （2-34）其中左边的1/2是因为A，B各路的比特率为总比特率之半。762.5.2数字调幅

如果基带形成滤波器采用滚降特性，则基带带宽为 （2-35）由于正交调幅是采用双边带传输，则调制系统带宽应为基带的2倍，即 B=2(1+)fN=(1+)fs,k/2 （2-36）将式（2-36）、式（2-34）代入式（2-33）则有

（2-37）可见M值越大，即星点数越多其频谱利用率就越高。772.5.2数字调幅

4．ASK信号的解调2ASK信号的解调有两种基本的方法：非相干解调（包络检波法）及相干解调（同步检波法）。相应的接收系统组成方框图如图2-35。图2-352ASK接收系统组成方框图782.5.3数字调相

以基带数据信号控制载波相位的调制方式称为数字调相，又称相移键控，简写为PSK。1．PSK信号及功率谱密度以载波的不同相位直接去表示相应数字信息的相移键控，称为“绝对调相”。

绝对调相信号的变换规则是：数据信号S(t)的“1”都对应于已调信号e(t)中的载波0°相位；数据信号S(t)的“0”都对应于已调信号e(t)的载波相位，或反之。可见，在绝对调相中已调信号的相位变化（0°和）都是相对于一个固定的参考相位——未调载波信号的相位来取值的。若已调信号只有两种相位取值，则称为二相绝对调相（2PSK），如图2-36（c）所示。792.5.3数字调相

绝对调相，在接收中可能出现“倒”现象或“反向”工作现象。

相对调相方式是利用前后相邻码元的相对载波相位值去表示数字信息的一种方式。

相对调相信号的变换规则：数据信号S(t)的“1”使已调信号的相位变化0°相位；数据信号S(t)的“0”使已调信号的相位变化相位，或反之。这里相位的变化是以已调信号的前一码元相位作参考相位的。图2-36中的（a）和（d）的调相称为二相相对调相（2DPSK）。数字调相信号的功率谱密度就是载波频率为fc的抑制载频的双边带谱，与抑制载波的2ASK信号相同。802.5.3数字调相

图2-36二相数字调相波形812.5.3数字调相

2．二相调相信号的产生和解调

（1）2PSK信号的产生和解调

产生：当输入“1”码时，输出0°相位；当输入“0”时，输出相位载波，经合成输出即为2PSK信号。如图2-37（a）所示。

解调：用相干解调的方式。一般采用倍频/分频法，如图2-37（b）所示，其各点信号波形如图2-38所示。图2-372PSK信号产生和解调822.5.3数字调相

图2-382PSK信号解调各点波形图832.5.3数字调相

（2）2DPSK信号的产生和解调

产生：将输入的基带数据序列变换成相对码序列，即差分码序列，然后用相对码序列去进行绝对调相，便可得到2DPSK信号，如图2-39所示。设n，Dn分别表示绝对码序列和差分码序列，其相应关系为

Dn=n

Dn（模2加） （2-38）当n=1时，Dn

Dn

－1；当n=0时，Dn=Dn－1。图2-392DPSK信号的产生842.5.3数字调相

【例2-4】绝对码为101100101，求相对码。

解n101100101Dn=1001000110或Dn=0110111001852.5.3数字调相

解调：2DPSK的解调有：极性比较法和相位比较法。

极性比较法如图2-40（a）所示。

相位比较法，又称差分相干解调法，它是直接比较前后码元的相位差而构成的，其原理方框如图2-40（b）所示。其各点对应的波形如图2-41所示。此种解调方法无需专门的相干载波，是一种实用的方法。862.5.3数字调相

图2-402DPSK信号解调方框图872.5.3数字调相

图2-412DPSK相位比较法的各点波形图882.5.3数字调相

3．多相调制多进制数字相位调制又称多相调相或多相制（QPSK），它是利用载波的多种相位（或相位差）来表征数字信息的调制方式。多相调相也分为绝对移相和相对（差分）移相两种。

M种相位可以用来表示比特码元的2k种状态，故有2k=M。用M=2k种不同相位或相位差来表示2k种不同状态中的一种，称为M相调相。

多相调制中最广泛的是四相调相和八相调相，即M=4或8。892.5.3数字调相

（1）四相调相

四相调相，即4PSK，是用载波的四种不同相位来表示传送的数据信息。把组成双比特码元的前一信息比特用A代表，后一信息比特用B代表，并按格雷码排列。按国际统一标准规定，双比特码元与载波相位的对应关系有两种，称为A方式和B方式，它们的对应关系如表2-8所示，它们之间的矢量关系如图2-42所示。表2-1 双比特码元与载波相位对应关系双比特码元载

波

相

位双比特码元载

波

相

位ABA方式B方式ABA方式B方式00100°90°225°315°1101180°270°45°135°902.5.3数字调相

图2-424PSK矢量图图2-438PSK矢量图912.5.3数字调相

（2）八相调相将输入的二元码每三位作为一组，k=3，M=23=8，即三位二元码的八种组合，分别用八种载波相位或相位差来代表，称为八相绝对调相或八相相对调相，也称8PSK或8DPSK。图2-43为8PSK矢量图。比较图2-43与图2-42可看到八相调相矢量图是在四相基础上，在第三位码的控制下使矢量移动±22.5o（弧度）而获得的。922.5.3数字调相

4．多相调相的频带利用率设二元码的速率为fbbit/s，现用k=log2M个二码元作为一组，符号（码元）速率。如用基带传输，则理论上频谱利用率可达2kbit/(s·Hz)。调制后用双边带传输，带宽是基带的两倍，所以理论频谱利用率可达到kbit/(s·Hz)。实际应用中，采用频谱滚降，如滚降系数为，则多相调相的频谱利用率为 （2-40）M越大频谱利用率越高。但已调载波信号之间的相位差也就越小，可靠性下降。实际中采用4相或8相调相较多。932.5.3数字调相

5．数字调幅调相（APK）多进制调制技术之所以能提高其频谱利用率，往往是牺牲其功率利用率来换取的。于是，提出了所谓数字调幅调相，又称幅度相移键控（APK），可以做到在相同频带利用率的条件下可拉大信号空间点的最小距离。采用四电平调制的八种相位变化系统就是16APK，信号空间点分布如图2-44（a）和（b）所示，图（c）为16PSK信号点分布。从图中可以看出，16PSK信号只有一种幅度，但有16种相位变化。而16APK信号不仅有相位变化，而且有幅度变化。APK调制方式，在M和给定误码率条件下比PSK的功率利用率要高，但设备要复杂些，对信道的非线性也要敏感些。942.5.3数字调相

图2-4416APK和16PSK的信号空间952.5.4数字调频

用基带数据信号控制载波频率的调制方式称为数字调频，又称频移键控（FSK）。1．2FSK信号二进制移频键控就是用二进制数字信号控制载波频率，当传送“1”码时输出一个频率f1，传送“0”码时输出另一个频率f0。根据前后码元的载波相位是否连续，分为相位不连续和相位连续的频移键控。图2-45给出了相位不连续的2FSK信号波形。962.5.4数字调频

图2-452FSK信号波形972.5.4数字调频

2．2FSK信号的产生和解调

（1）2FSK信号的产生相位不连续的2FSK信号产生的原理如图2-46所示。相位连续的2FSK信号通常采用数字式调频来产生，如图2-47所示。

（2）2FSK信号的解调2FSK的解调可用非相干解调和相干解调方法，非相干解调有分路滤波非相干解调、限幅鉴频非相干解调和零交点法解调等。图2-48所示为分路滤波非相干解调。2FSK若收端能产生与接收的FSK信号的频率和相位一致的载频，就能实现FSK信号的相干解调，图2-49给出相干解调的原理图。982.5.4数字调频

图2-46相位不连续2FSK信号的产生图2-47相位连续2FSK信号的产生992.5.4数字调频

图2-492FSK信号的相干接收图2-482FSK信号分路滤波非相干解调器1002.5.4数字调频

3．最小移频键控—MSK最小移频键控MSK是相位连续2FSK的一个特例。MSK调制的优点是信号具有恒定振幅和信号功率谱密度在主瓣以外衰减得较快。图2-50是MSK与4PSK信号功率谱密度示意图。1012.5.4数字调频

图2-50MSK信号和4PSK信号的功率谱密度1022.5.5各种数字调制技术的性能比较

图2-51给出2PSK和2FSK信号相干解调，2DPSK差分解调和2FSK非相干解调的误码率曲线。由图可见：

①在Pe与N0相同情况下，2PSK的平均发送功率可比2FSK节省一半，即2PSK比2FSK优3dB；

②在高信噪比时，在相同码速和发送功率电平下DPSK的误码性能几乎和相干PSK一样好；

③在高信噪比下，非相干2FSK和相干2FSK在相同码速和发送功率电平下，误码性能亦相差很少。图2-52给出MPSK的Pe与E/N0的关系曲线。由图可见，在相同码元能量E下，M越大，误码率越大，M相系统的比特速率为2PSK的log2M倍，这正说明可靠性与传输效率是一对矛盾。1032.5.5各种数字调制技术的性能比较

图2-51Pe与E/N0的关系曲线1042.5.5各种数字调制技术的性能比较

图2-52MPSK的Pe与E/N0的关系曲线1052.6数据信号的数字传输

在数字信道中传输数据信号称为数据信号的数字传输，简称为数字数据传输。1．数据信号数字传输的实现方式

（1）同步方式这里的“同步”是指数据