高频电路李第3章3

本章导读高频功率放大电路在系统中起何作用？功率放大电路的工作状态和分析方法与小信号放大电路有何不同？高频功率放大器的输出功率和效率与哪些因素有关？如何提高效率？高效率功率放大器的类型有哪些？它们工作特点是什么？第3章高频功率放大电路丙(C)类谐振功率放大器的工作原理、特性及理论上的分析方法。丙(C)类谐振功率放大器的欠压、临界、过压三种工作状态。丙(C)类谐振功率放大器的负载特性、放大特性、集电极和基极调制特性。滤波匹配网络的设计。直流电路的串馈和并馈两种形式。3.2谐振功率放大器的动态特性分析谐振功率放大器的输出功率、效率以及集电极功耗都与集电极负载回路的等效阻抗、输入信号的幅度、基极偏置电压以及集电极电源电压的大小有关，下面就分别予以讨论。3.2.1谐振功率放大器的动态特性动态特性是指加上激励信号以及接上负载时，晶体管的集电极电流与集电极电压的关系曲线，其在坐标系中是一条曲线。小信号放大器是纯电阻负载，由于信号很小，晶体管可以近似为线性元件，故小信号放大器的动态特性曲线即为负载线，是一条直线。而谐振功率放大器工作在非线性状态，在对其折线化处理后，可用几条直线对其进行表示。图3.5谐振功率放大器的动态特性曲线图

在图3.5中，若放大器工作在欠压状态，此时放大器工作在放大与截止两种工作状态，故此时的动态线即为放大区的AB直线与截止区的BC直线。对于动态线AB的作法可用以下步骤求得。由：连接A、Q点，其与横轴相交于B点，则A、B、C三点连线即为动态特性曲线。如果A点进入饱和区，如图3.5虚线所示，与临界饱和线相交于D点，进入饱和区的线用临界饱和线代替，则动态特性曲线为O、D、B、C四点连线。由图3.5可知，临界饱和线、截止区的动态线都是确定的，对于放大区内动态线AB的斜率可以表示为因此，在放大区内的动态特性曲线与等效负载RE以及导通角θ有关。在图3.5中，当放大器工作在临界状态时，其临界饱和线OD的斜率为图3.5谐振功率放大器的动态特性曲线图

3.2.2谐振功率放大器的负载特性与三种工作状态集电极偏置电压VCC、基极偏置电压VBB以及激励电压ui固定不变，放大器的集电极电流Ic0、Ic1m、回路电压Ucm、输出功率Po、效率ηC随负载电阻变化的特性称为放大器的负载特性，它是高频功率放大器的重要特性之一。图3.6三种不同R∑时的放大器的波形图

动态特性线A1B1代表较小则动态线斜率较大，因而Ucm也较小的情形，称为欠压工作状态。在欠压区内的Ic0与Ic1m几乎维持常数，紧随R∑的增加而略有下降，因而可以把欠压状态的放大器当作一个恒流源。动态特性曲线为A3B3。进入过压区后，由于Ic1m随的增加而显著下降，因此Ucm随的增加而很缓慢地上升，当作一个恒压源。动态特性线A1B1代表较小则动态线斜率较大，因而Ucm也较小的情形，称为欠压工作状态。它与静态曲线交点A1决定了集电极电流脉冲的高度，此时电流波形为尖顶余弦脉冲如图3.6集电极电流波形曲线1所示。在欠压区内的Ic0与Ic1m几乎维持常数，紧随R∑的增加而略有下降，因而可以把欠压状态的放大器当作一个恒流源。随着R∑的增加，动态特性线斜率逐渐减小，输出电压Ucm也逐渐增加。直到它与临界线交于一点A2时，放大器工作于临界状态，此时电流波形仍为尖顶余弦脉冲如图3.6集电极电流波形曲线2所示，在放大区的动态特性曲线为A2B2。负载电阻R∑继续增加，输出电压进一步增大，称为过压工作状态，在放大区的动态特性曲线为A3B3。进入过压区后，集电极电流脉冲开始下凹如图3.6集电极电流波形曲线3所示，其凹陷程度随着的增大而急剧加深，致使Ic0与Ic1m也急剧下降。进入过压区后，由于Ic1m随的增加而显著下降，因此Ucm随的增加而很缓慢地上升，因此可以近似地把过压状态的放大器当作一个恒压源。Po、PD、PC及ηC随负载变化关系：直流输入功率PD=VCCIc0：由于VCC不变，因此与曲线Ic0形状相同；交流输出功率Po=1/2UcmIc1m，因此曲线可以从Ucm与Ic1m两条曲线相乘求出。Po、PD、PC及随负载的变化曲线如图3.7(b)所示。图3.7谐振功率放大器的负载特性曲线Ic0、Ic1m及Ucm随负载的变化曲线Po、PD、PC及ηC随负载的变化曲线由图3.7(b)可以看出，在临界状态，Po达到最大值。因此在设计高频功率放大器时，如果希望输出功率最大，就应使之工作在临界状态。集电极功耗PC=PD-Po，在欠压区内，当减小时，PC上升很快；当RΣ＝0时，PC达到最大值，可能使晶体管烧坏，必须避免发生这种情况。效率ηC

＝Po/PD，在欠压时，PD变化很小，所以随Po的增加而增加；到达临界状态，开始时Po的下降没有PD下降快，因而ηC继续增加，但增加缓慢。随着RΣ的继续增加，Po因Ic1m的急剧下降而下降，因而ηC略有减小。由此可知，在靠近临界的弱过压状态ηC出现的最大值。利用负载特性所反映的电流、电压和功率的变化关系，可以帮助我们认识功率放大器的不同特点。并且根据不同工作状态的特点，使放大器得到合理的运用，并能更好地满足高频设备提出的要求。(1)作为末级功率放大器，要求输出足够大的功率和具有较高的效率，采用临界工作状态是合理的。(2)过压状态具有较高的效率，并具有恒压性质，因此它较适合用于中间级。这时它能向后级提供比较稳定的激励电压。欠压状态的输出功率与效率都比较低，而且集电极耗散功率大，输出电压又不够稳定，一般不选择在此状态工作。但在某些场合，例如线性功率放大器等则必须工作在欠压状态才能得到非线性失真为最小的有用输出信号。三种工作状态的优缺点综合如下：【例3.2】一高频功率放大器工作在临界状态，其电源电压Vcc=18V，临界饱和线斜率为gcr=0.6A/v，导通角θ=60o

，集电极电流Icm=0.45A，求等效负载RΕ、输出功率Po、直流功率PD以及集电极效率ηc。解：得而则3.2.3谐振功率放大器的调制特性在高频功率放大器中，有时通过改变它的某一电极直流电压来改变高频信号的振幅，从而实现振幅调制的目的。高频功率放大器的调制特性分为集电极调制特性与基极调制特性。集电极调制特性图3.8集电极电压变化的波形图当VCC较小即为图3.8的VCC1时，放大器工作于过压工作状态。在过压区，集电极电流为有凹陷的尖顶余弦脉冲，随着VCC增加时，Q点向右移动，相当于动态线沿VCC增加的方向平移，则过压程度降低，Ic1m、Ic0增加，由于负载电阻保持不变，此时Ucm与Ic1m、Ic0的变化规律一致。增加VCC直到VCC2，此时放大器工作在临界状态，集电极电流为尖顶余弦脉冲。在临界状态，进一步增加VCC，此时放大器工作在欠压状态，集电极电流为尖顶余弦脉冲。在欠压状态，Ic1m、Ic0几乎保持不变，Ucm也保持不变。根据上面的讨论，Ic1m、Ic0与Ucm随VCC的变化关系如图3.9所示。要实现振幅调制，就必须选择输出高频信号的振幅与集电极电压VCC呈现线性关系。在图3.9中，要实现集电极调制，则必须工作在过压工作状态。图3.9集电极调制特性基极调制特性基极调制特性是指仅改变基极偏置电压VBB时，放大器的电流、电压等的变化特性，其波形如图3.10所示。图3.10基极电压变化的波形图当基极偏置电压较小时，此时工作在欠压状态，集电极电流为尖顶余弦脉冲，电流Ic1m、Ic0随着VBB的增加而增加；当基极偏置电压增加时到VBB2时，放大器工作在临界状态，此时集电极电流为尖顶余弦脉冲；在临界状态进一步增大VBB，则放大器工作在过压状态，集电极电流出现了凹陷，随着VBB的增加，电流Ic1m、Ic0基本保持不变。Ic1m、Ic0与Ucm随VBB的变化关系如图3.11所示。图3.11基极调制特性要实现振幅调制，就必须选择输出高频信号的振幅与基极电压VBB呈线性关系。在图3.11中，要实现基极调制，则必须工作在欠压工作状态。3.2.4谐振功率放大器的放大特性谐振功率放大器的放大特性是指仅改变输入信号振幅时，放大器的电流、电压等的变化特性，其分析过程与基极偏置电压VBB类似。当Uim较小时，此时放大器工作在欠压工作状态，集电极电流为尖顶余弦脉冲，Ic1m、Ic0随Uim的增加而增加；当Uim增大到过压区时，集电极电流出现了凹陷，Ic1m、Ic0基本保持不变。Ic1m、Ic0与Ucm随Uim的变化关系如图3.12所示。图3.12放大特性例：设某谐振功率放大器的动态特性如图题3.7所示。已知：求(1)此时功率放大器工作于何种状态？画出ic的波形；(2)各是多少？(3)若要求功率放大器的效率最大，应如何调整？解：（1）此时功率放大器工作在临界工作状态；（2）由图可知，则：（3）若要求放大器的效率最大，则放大器应该工作在弱过压状态，可以采取增加等效负载、增加输入信号振幅、增加基极偏置电压、减小集电极电源电压的办法。3.2.5谐振功率放大器的调谐特性在前面分析谐振功率放大器的各种特性时，都是假定负载回路调谐于输入信号频率，因而呈现一纯电阻，且阻值最大。在实际的谐振功率放大器使用过程中，需要通过回路电容C对其进行调谐。谐振功率放大器的电流Ic1m、Ic0与Ucm随回路电容C的变化特性称为调谐特性，利用调谐特性指示放大器是否工作于谐振状态。当回路失谐时，回路呈现感性或者容性，称为感性失谐或者容性失谐。在失谐时，回路等效阻抗的模值减小，工作状态会相应的发生变化。现假设谐振功率放大器原先工作在临界状态，当回路失谐时，根据谐振功率放大器的负载特性，此时工作在欠压状态，则电流Ic1m、Ic0基本不变，而输出电压Ucm随等效阻抗的模值减小而减小，如图3.13所示。图3.13高频功率放大器的调谐特性

由于放大器在失谐时，输出电压下降，而电流Ic1m、Ic0基本不变，就导致了直流功耗不变而输出功率降低，则集电极功耗将增加，因此高频功率放大器必须保持在谐振状态。在调谐的过程中，调谐时间要迅速，在实际中可通过降低集电极电压VCC或者减小输入信号幅度等措施以避免损坏晶体管。3.3谐振功率放大器电路高频功率放大器与其他放大器一样，其输入端和输出端的外电路由直流馈电电路和匹配网络所组成。由于工作场合以及工作频率的不同，电路组成形式也不相同，下面对常用的电路形式予以讨论。3.3.1直流馈电电路直流馈电电路包括集电极和基极馈电电路。直流馈电电路的作用是：一方面需在高频谐振功率放大器的输入回路与输出回路加上合适的直流偏压，以使放大器正常的工作；另一方面由于电源是作为一个系统的公共部分，要求高频信号不能通过直流电源以免对其他的单元电路产生干扰。集电极直流馈电电路对于集电极电路，由于其电流是脉冲形状，包含各种频率成分，电路的组成原则如下。(1)由于直流Ic0是产生直流功率的，Ic0由VCC经过外电路提供给集电极，应该是除了晶体管的内阻外，没有其他电阻消耗能量。因此，要求外电路对直流Ic0的等效电路如图3.14(a)所示。(a)直流等效电路(2)基波分量Ic1m应通过负载电路，以产生所需要的高频输出功率。因此，Ic1m只应在负载回路产生电压降，其余部分对于Ic1m来说，都应该是短路的。所以对于Ic1m的等效电路如图3.14(b)所示。(b)基波等效电路(3)外电路对高次谐波Icnm为短路到地，如图3.14(c)所示。(c)高次谐波等效电路要满足以上几条原则，可以采用串联馈电电路与并联馈电电路两种电路，简称串馈与并馈。串馈是指直流电源、晶体管以及谐振负载回路三者之间是串联连接的，如图3.15(a)所示。并馈是将上述三部分并联连接，如图3.15(b)所示。在图3.15中，Lc是大电感，称为高频扼流圈，其对高频电流呈现很大的阻抗，阻止高频电流通过，近似为断路；Cc1、Cc2是大电容，分别称为高频旁路电容和耦合电容，其对高频电流呈现很小的阻抗，近似为短路。Lc与Cc1构成电源滤波电路，用以避免高频信号通过直流电源而产生寄生干扰影响其他电路的正常工作。不管是并馈还是串馈，交流电压与直流电压都是串联叠加在一起的，满足。(a)串馈(b)并馈图3.15集电极馈电电路基极直流馈电电路要使放大器工作在丙类，功率管基极应加反向偏置电压或小于导通开启电压Uon的正向偏置电压。当基极的偏置电压通过外加电压方式实现的，称为固定偏压方式；由基极直流电流或发射极电流流过电阻而产生的偏压，称为自给偏压方式。常见的自给偏压方式如图3.16所示。图3.16(a)是利用基极电流脉冲iB中直流分量IB0经RB产生偏置电压，根据IB0的流向，则该偏置电压给基极加了一个反向偏置电压。高频旁路电容CB使iB的基波以及各次谐波电流到地而不经过RB，从而使RB上产生稳定的直流压降。通过改变RB的大小可以调节反向偏置电压的大小。图3.16(b)利用发射极电流的直流分量IE0在发射极偏置电阻RE上产生所需要的VBB。其分析方法与图3.16(a)的分析类似，都是直流负反馈电路，RB、RE都是负反馈电阻，可以稳定输出电压振幅。图3.16(c)是利用高频扼流圈LB中固有的直流电阻以及晶体管基区体电阻Rbb′对基极实现一个较小的反向偏置，其优点是简单、元件用得少；缺点是数值较小且不够稳定，因而一般只在需要小的VBB时才采用这种电路。改正下图线路中的错误，不得改变馈电形式，重新画出正确的线路。

3.3.2滤波匹配网络高频功率放大器中都采用一定形式的回路，以使它的输出功率能有效地传输到负载。一般来说，放大器与负载之间所用的回路可以用图3.17所示的四端网络来表示。图3.17放大器的匹配网络对于理想的阻抗变换，即在频率很窄的范围内实现阻抗变换，一般可采用LC选频匹配网络。LC选频匹配网络有倒L形、T形以及π形等形式，下面对其阻抗变换特性予以讨论。倒L形选频匹配网络倒L形选频匹配网络是由两个异性电抗元件接成倒L形结构的阻抗变换网络，是最简单的阻抗变换电路，有两种连接方式，可分别将低阻抗变为高阻抗以及高阻抗变为低阻抗。图3.18(a)所示电路为低阻抗变为高阻抗的选频匹配网络。其中X1、X2为两个异性质的电抗元件，RL是负载电阻，RE是二端网络在工作频率处的等效输入电阻。(a)倒L形选频匹配网络

(b)等效电路图3.18低阻抗变高阻抗倒L形阻抗选频匹配网络将图3.18(a)中的X2和RL的串联电路用并联电路来等效，得到图3.18(b)所示电路。由串联-并联电路阻抗变换关系有在工作频率上，图3.18(b)所示电路发生并联谐振，有由于Qe>1，则图3.18(a)所示的倒L形选频匹配网络能将低阻抗负载变换为高阻抗负载，其变换倍数取决于品质因数Qe的大小。为了实现阻抗匹配，在已知负载RL和等效负载RE的情况下，品质因数Qe为：根据品质因数的定义，得到两个异性质电抗元件为如果外接负载RL较大，而放大器所要求的负载电阻RE较小，可采用图3.19(a)所示电路。将X2与RL并联形式等效变换为Xs与Rs的串联形式，如图3.19(b)所示。(a)倒L形选频匹配网络

(b)等效电路图3.19高阻抗变低阻抗倒L形阻抗选频匹配网络由并联-串联电路阻抗变换关系在工作频率上，图3.19(b)所示电路发生串联谐振可得品质因数为得到两个异性质电抗元件为【例3.3】已知一谐振功率放大器，其工作频率f=20MHz，该放大器工作在临界状态所需要的等效阻抗为，求：

(1)当负载电阻，设计该选频匹配网络；

(2)若该负载为感性负载，由10Ω电阻和0.2μH电感串联组成，此选频匹配网络该如何设计？解：(1)由题意可知，匹配网络应该使负载值增大，故采用图3.18(a)所示的倒L形网络。因此有由0.16μH电感和318pF电容组成的倒L形匹配网络如图3.20(a)所示。图3.20（2）当负载由10Ω电阻和0.2μH电感串联组成时0.2μH电感在20MHz时的电抗值为因此有由1560pF和318pF两个电容组成的倒L形匹配网络如图3.20(b)所示。为设计所要求的匹配网络，即当负载为感性负载时，由电容C2与负载电感L的串联部分的等效阻抗等效为图3.20(a)所示的L2的电抗。图3.20T型、π型选频匹配网络倒L型网络电路简单，但由于只有两个元件可以选择，因此在满足阻抗匹配关系时，回路的Q值就确定了，其变换关系为，当要求变换的倍数不高时，回路的Q值低，则滤波效果不好。为了克服这一矛盾，可采用T型或者π型选频匹配网络，分别如图3.21(a)、(b)所示。图3.21T形和π形选频匹配网络下面就以T形选频匹配网络为例，说明T形和π形选频匹配网络的工作原理以及相关参数的求取。图3.22T形拆成两个倒L形电路将图3.21(a)所示的T形选频匹配网络分解为两个倒L形网络的组合，如图3.22虚线框所示，图中。设Qe1、Qe2分别为右、左两个倒L形网络的品质因数，RE1为右边选频匹配网络的等效阻抗。由网络结构可知，在工作频率处，右网络可以增大负载阻抗的等效值，而左网络可以减小右网络等效阻抗的等效值。

则有得通过两个倒L形网络品质因数的恰当选择，就可以兼顾到滤波和阻抗匹配的要求。3.3.3谐振功率放大器电路举例图3.23所示是频率为160MHz的谐振功率放大器电路，该电路通过高频扼流圈Lb给基极提供自给偏压电路，集电极馈电采用并馈方式，电源VCC通过高频扼流圈Lc给集电极供电，电容Cc为高频旁路电容，滤除高次谐波以免其通过电源形成寄生干扰。图3.23160MHz谐振功率放大器电路在高频功率放大器的输入端采用由C1、C2、L1组成的T形匹配网络，通过调谐使该网络的谐振频率为160MHz，一方面起滤波的作用，滤除160MHz以外信号的进入；另一方面起阻抗变换的作用，即将放大器的输入阻抗变换为与前级阻抗相匹配。高频功率放大器的输出端由C3、C4、L2组成的倒L形匹配网络，通过调整C3、C4使该网络的谐振频率为160MHz，一方面滤除放大器工作在非线性状态所产生的高次谐波；另一方面进行阻抗变换，将负载变换为放大器所要求的最佳阻抗。3.4D、E类功率放大器概念高频功率放大器的主要指标是如何尽可能地提高其输出功率与效率。丙类放大器是采取减小电流导通角θ以减小集电极电流中的直流分量的方法来提高其效率。但是导通角θ的减小是有一定限制的，因为导通角θ减小，为了使输出功率符合要求，就必须增大输入信号的振幅，这样就给前级放大器增加了负担。放大器集电极效率为要提高放大器集电极效率，需要尽可能地减小集电极耗散功率PC，而可见，要减小集电极耗散功率PC，一种方法是减小PC的积分区间，即减小电流导通角θ，这就是丙类放大器所采用的方法；另一种方法就是减小iC与uCE的乘积，即电流导通角θ固定为90°，放大器工作在开关状态：当uCE处于高电压时，使流过的电流iC很小；当通过器件的电流很大时，使器件两端电压很低。这样，在理想情况下，iC与uCE的乘积接近于零，其效率接近100%。3.5集成射频功率放大器及其应用简介

在射频和非线性状态下的射频功率放大器和各种功能部件的设计是很复杂的，通常需要通过大量的调整、测试工作，才能使它们的性能达到设计要求。目前，国内外的制造厂商制造了大量的射频模块放大器，这种射频模块放大器组件可完成振荡、混频、调制、功率合成与分配等各种功能。这些组件体积小，可靠性高，输出功率一般在几瓦至几十瓦之间。下面以日本三菱公司的M57704系列介绍其结构与工作原理。三菱公司的M57704系列高频功率放大器是一种厚膜混合集成电路，包含有多个型号，频率范围为335～512MHz，各种型号的工作频率如表3.1所示。表3.1三菱公司M57704系列的工作频率型号工作频率/MHz型号工作频率/MHzM57704EL335～360M57704M430～450M57704SL360～380M57704H450～470M57704UL380～400M57704UH470～490M57704L400～420M57704SH490～512图3.27(a)是M57704系列的外形图，3.27(b)是其等效电路图，包括三级放大电路，匹配网络由微带线和LC元件混合组成。①脚为信号输入端，②、③、④脚分别为三级放大器的集电极电源输入端，⑤脚为信号输出端，⑥脚为接地端。(a)外形图(b)内部结构图图3.27M57704系列功率放大器外形和内部结构图3.28是TW-42超短波电台中发信机高频功率放大器部分电路图，此电路采用的三菱公司的M57704H作为高频功率放大器，其工