10kw逆变电源主电路设计汇总

..前言逆变是利用晶闸管电路把直流电转变成交流电,这种对应于整流的逆向过程。例如：应用晶闸管的电力机车,当下坡时使直流电动机作为发电机制动运行,机车的位能转变成电能,反送到交流电网中去。又如运转着的直流电动机,要使它迅速制动,也可让电动机作发电机运行,把电动机的动能转变为电能,反送到电网中去。把直流电逆变成交流电的电路称为逆变电路。在特定场合下,同一套晶闸管变流电路既可作整流,又能作逆变。变流器工作在逆变状态时,如果把变流器的交流侧接到交流电源上,把直流电逆变为同频率的交流电反送到电网去,叫有源逆变。如果变流器的交流侧不与电网联接,而直接接到负载,即把直流电逆变为某一频率或可调频率的交流电供给负载,则叫无源逆变。交流变频调速就是利用这一原理工作的。有源逆变除用于直流可逆调速系统外,还用于交流饶线转子异步电动机的串级调速和高压直流输电等方面。逆变电源因体积小、重量轻、节材、节能、转换效果高等特点,现已得到了广泛应用。目前逆变电路的拓扑结构主要有单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式、全桥式等多种类型。根据需求可采用不同拓扑形式的逆变电路满足其需求。目前IGBT〔绝缘栅双极型晶体管是逆变电源中常用的功率器件,已逐步取代原晶闸管、晶体管、场效应管〔MOSFET。由于桥式逆变电源在选择功率开关器件耐压要求可以稍低,并有较高的功率输出,现通常采用全桥式逆变电路来实现较大功率输出。课程设计所要求做的是2kw的逆变电源主电路设计〔要求：电网电压380v,允许变化10%,要求输出220v,50KHz交流电压向负载供电。目录1.逆变电源发展及主电路的选择………1.1逆变电源的发展··················································1.2主电路的结构选择············································2.主电路部分设计……………………2.1整流电路设计部分………………2.1.1整流二极管的选择…………2.1.2整流二极管的保护设计……………………2.2滤波电容Cd的选取………………2.3斩波电路设计······················································2.3.1斩波参数的选择············································2.4逆变电路部分设计…………………2.4.1绝缘栅双极型晶体管〔IGBT的选择…………………2.4.2IGBT的保护设计…………………3.高频变压器设计部分…………………3.1高频变压器主要参数………3.2变压器磁芯的选择………………3.3高频变压器一次侧、二次侧绕组匝数计算································3.4计算绕组导线线径及估算铜窗占有率························4.心得体会…………5.参考文献…………………1.逆变电源发展方向及主电路的结构选择1.1逆变电源的发展方向高频逆变电源的发展与电力电子技术和器件的发展密切相关,高频逆变式电源正是随着现代电力电子技术的发展而发展起来的。感应加热技术从诞生至今,经过近百年的发展,取得了令人瞩目的成果,尤其是六十年代以后,固态电力电子器件的出现与发展,使感应加热技术和现代化生产的许多方面密切相关,发挥了很大的的作用,因此世界各国都十分关注感应加热技术的发展,并投入了相当的经济支持和技术力量。目前传统的感应加热电源与固态感应加热电源取长补短,互补共存。目前逆变式电源技术正朝以下方向发展：一、

沿20kHz的技术路线开发研制50kHz、100kHz级的逆变式电源。二、

探讨旨在降低电力电子器件开关功耗,提高开关频率的零电压、零电流开关<软开关>技术,其中包括电路拓扑结构和工程实现。高频<1～10MHz>谐振开关技术,包括准谐振式和多谐振式零电压、零电流技术,是近10年来国际电力电子领域研究的热点。目前在1～10MHz,实验室已达数百瓦水平；在100kHz级达几千瓦水平。高频谐振软开关技术只有在数百kHz以上才能充分显示其巨大的优越性,由于器件、材料和技术上的原因,在今后较长的一段时间内,高频逆变式电源依然以硬开关技术为主,但软开关技术也将愈来愈多地得到开发和应用[1]。三、

研制和生产大容量的逆变式电源。为适应市场的需求,大功率、高频率逆变式电源已经引起越来越多人的关注,大量研发工作正在进行,而且容量还在不断增大。四、

研制和生产智能控制的逆变式电源。为适应高质量、高性能和加热工作的市场需求,愈来愈多地研究开发和生产智能控制的逆变式电源,其中包括了波形控制和模糊控制技术,人工神经网络技术、自动跟踪技术等等。采用波形控制和模糊控制技术的逆变式电源,在日本、美国、法国等国已有批量产品,我国已有研究开发成果和样机。五、

研究功率因数校正和减少电网谐振干扰。目前串联逆变式电源的输入整流滤波单元均采用不可控二极管整流和大容量滤波电容,它会产生交变的严重非正弦化和窄脉冲电流,导致有的逆变器功率因数很低,如半桥式逆变器只有0.65左右。随着逆变式电源的日益推广应用,电网谐振问题变得愈来愈严重,因而改善输入电流波形和提高功率因数已成为重要的课题,特别是对三相和中大功率的逆变式电源需要进一步开展功率因数校正和减少电网谐振波干扰的研究1.2主电路的结构选择根据负载谐振形式的不同,可以将电源逆变器分为串联谐振式逆变器和并联谐振式逆变器两种逆变结构。图2-1和图2-2分别给出了两种逆变器的拓扑结构。图1-1串联谐振逆变器结构图1-2并联谐振逆变器结构1.1.2逆变电源的结构的选择串联谐振式逆变器的输入端并接有大电容,逆变器将直流电压变换为交流电压,因此也称为电压源型逆变器；电流型逆变器的输入端串接有大电感,形成平稳的直流电流,逆变器将输入的直流电流变换为交流电流输出,因此也称为电流型逆变器。从电路原理的角度来看,两种电路是完全对偶的。这种对偶性主要表现在以下几个方面,如表1-1所示。表1-1两种逆变器的比较综合比较串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的优缺点,从适合高频小功率应用的角度,本设计选用串联谐振逆变器电路拓扑。1.2串联谐振式逆变电源稳压调节方式因为电网电压波动10%,所以要通过稳压调节稳定高频变压器原流I10,从而稳定高频变压器输出电压使负载正常工作。串联谐振式逆变电源的调压主要方法是直流侧调压。1.2.1直流则调压方式直流调压通常采用相控整流或直流斩波来改变逆变器的输入直流电压的大小。〔1相控整流调压由六只晶闸管组成三相全桥可控整流电路如图1-3所示。图1-3相控整流电路三相全桥可控整流电路是通过控制由6只晶闸管实现的全控整流桥的开通和关断来调节直流输出电压,采用晶闸管整流电路虽原理易懂,并且可以通过调节控制角α,从而稳定电网电压的波动。但是结合信号控制部分来说,相对而言,通过斩波电路的信号控制来调节电压波动更为容易实现。直流斩波调压逆变电源中的直流斩波调功方式的调功原理如图1-4所示：图1-4斩波调功方式原理框图前端是由六只二极管组成的三相不可控整流器,输出的直流电压Ud,经过电容Cl滤波后送入由开关管T、续流二极管D、滤波电感L1组成的斩波器,调节T的占空比,逆变器得到的电压就在0～Ud之间任意的电压值。本设计选用不控整流加PWM软斩波器的调压方式。1.310kW逆变电源主电路的设计图1-510kW逆变电源主电路图采用二极管整流,得到脉动的直流电；再用电解电容进行滤波,输出稳定的电压；考虑电网电压波动,通过检测高频变压器原边线圈电流I10并与额定值相比较,调节PWM信号从而通过斩波电路稳定高频变压器原边线圈电流；用IGBT器件逆变,并用SPWM控制方式对逆变开关器件进行控制。从而使输出端得到一系列幅值相等而脉冲宽度不相等的脉冲,用这些脉冲来代替正弦波或者需要的波形。按照一定的规则对个脉冲的宽度进行调制,即可以改变逆变电路输出的电压的频率。此电路特点：〔1可以得到相当接近正弦波的输出电压；〔2整流电路采用二极管,可以获得接近1的功功率因数；〔3通过对输出脉冲宽度的控制就可改变输出电压,大大加快了变频器的动态响应。2.主要功率器件的计算和选择2.1整流部分三相380V电源,整流电路为三相桥式全波整流电路。假定没有电压变化,其输入电压为U=380V,则通过三相桥式不可控整流输出电压直流平均值：U0=1.35U=513V整流滤波后电压为：U1=380V=537V考虑电网电压波动<±10%波动>则整流滤波最高电压为：U1max=110%U1=110%537V=590V整流滤波最低电压为：U1min=90%U1=483V电源输出功率为Pd=10kW,考虑设整流器、斩波器、逆变器的效率的都为%98,以及高频变压器的效率都为90﹪,并假设电源的功率因数为0.95,设计最大整流输出功率为：PdM=IdmU1min则最大整流输出电流:Idm===22.5A2.1.1整流二极管模块的选择〔1二极管的平均通态电流为1/3Idm<1/3应是三相整流中,每组二极管通过电流的总电流的1/3>,则二极管电流有效值ID=。ID===13A二极管电流定额：IDN=2=2=16.5A<考虑2倍安全余量>二极管电压定额：UNRM==21.1537=1082V选择额定电流为20A,额定电压为1200V的快速恢复整流二极管型号：MUR20120。2.1.2整流二极管的保护设计〔1过压保护正常工作时,二极管能承受的最大峰值UM有一定的限度。超过此峰值电压的就算过电压。在这个流装置中,任何偶然出现的过电压均不应该超过元件的不重复峰值电压UDSM,而任何周期性出现的过电压则应小于元件的重复峰值电压URSM。这两种电压都是经常发生和不可避免的。因此,在变流电路中,必须采用各种有效保护措施,以抑制各种暂态过电压,保护二极管元件不收损坏。抑制暂态过电压的方法一般有3种：①用电阻消耗过电压的能量；②用非线性元件限制过电压的幅值；③用储能元件吸收过电压的能量。若以过电压保护装设的部位来分,有交流侧保护,直流侧保护和元件保护3种。〔以下计算均为经验公式>交流侧和直流侧过电压保护采用压敏电阻；二极管采用RC电路保护。压敏电阻的参数和RC电路值计算与选用方法如下。常用于中小功率整流器过电压保护时可选用3~5kA；用于防雷保护时可选用5~20kA。①交流侧过电压保护计算：式中U───压敏电阻两段正常工作电压的有效值。U1mA上限的确定应是在吸收过电压时,其残压低于被保护的整流二极管所允许的电压值。侧交流侧压敏电阻U1的选择考虑电网电压波动<±10%波动>则：因为通常用于中小功率整流器操作过电压保护时,可选择3~5kA,故压敏电阻RV1～RV3选择VJY型额定电压为1000V,5kA。②二极管的过电压保护：整流二极管的过电压保护,通常是在二极管元件两端并联RC电路,如图所示。整流二极管过电压保护电路RC的选择：电容电容耐压,电阻R一般取R=10～30,对于整流管取下限值。其功率满足：——二极管额定电流〔A——整流输出额定电压<V>——二极管两端电压峰值。10205010020050010000.10.150.20.250.5121008040201052表2表2-1二极管RC保护电路参数经验值整流二极管的过电压保护,通常是在二极管元件两端并联RC电路,如图2─1所示。图2─1RC保护则保护电路参数计算：C=<2.5～5>0.05～0.1,取0.1；,取1500V；R=10,,取4W。③直流侧过电压保护在直流情况下：〔1.8～2.2Ud0V式中Ud0───整流滤波后的直流输出电压。则,U1MA<1.8～2.2>×537V=〔967～1181V,所以压敏电阻RV4取1200v,5kA。〔2过电流保护快速熔断器选用原则：额定电压：额定电压不小于正常工作电压的方均根值。额定电流：额定电流应按它保护的元件实际流过的电流〔方均根值来选择,一般可用下列各式计算。①交流侧过电流保护采用快速熔断器额定电压：额定电压不小于正常工作电压的方均根值。额定电流：额定电流应按它保护的元件实际流过的电流〔方均根值来选择,一般可用下列各式计算。交流侧：──熔体额定电流──最大整流电流──三相桥式取0.816所以：故交流侧快速熔断器F0～F3选择RS3额定电压750V,考虑熔体额定电流应选4A的快速熔器。为限制短路电流上升率和瞬时短路电流峰值,在交流输入端串三只进线电抗〔L1～L3,数值180,进线电抗还能阻隔中频谐波影响交流电网。②二极管的过电流保护：,故交流侧快速熔断器FU1～FU6选择RS3额定电压750V,熔体额定电流20A的快速熔断器。③直流侧过电流保护采用快速熔断器=18.36A,故直流侧快速熔断器FU7～FU8选择RS3额定电压750V,熔体额定电流20A的快速熔断器。2.1.2滤波电容Cd选择〔1电解电容Cd的作用：三相全波整流输出的直流脉动频率300Hz,为了供给逆变平滑的直流电压,必须输入整流电路和逆变器之间加入滤波电容,以减小整流输出后直流电的交流成分。滤波电容一用电解电容器。电解电容Cd往往只被人们误解城市滤波电容。实际上,电解电容Cd除了滤波意外更重要的的作用是吸收负载电感的反馈能量,起无功功率存储交换的作用。电容不仅增加了变器的效率,而且保证了逆变器的可靠运行。〔2滤波电容Cd的计算如果把6次谐波脉动电压Ud<6>限制在的范围内则：〔式中Id<6>────6次脉动电流有效值,───市电网频率,当f=50Hz时,=314rad/s>确定电解电容时,应首先考虑电网波动±10%,当输出整流输出电压为最低值为90%U0=；且要保证输出功率则Id<6>；这里；电容两端电压考虑较大的电解电容可以得到更平缓的输入电压并综合考虑成本实际选用两只标称为3300μF/600V直流的电解电容串联使用。2.3斩波电路设计2.3.1斩波参数的选择〔1开关管的选择：斩波器的频率fr选定为50kHz,整流桥的输出电流即斩波器的最大输入电流IdM=22.5A,输入电压为U1=537V,斩波器承受的最大电压与整流桥一致,为537V,输入电网电压380V整流滤波后,直流输出最大值Ud=U×1.1×α,其中,U为380V电网电压有效值；1.1为电压波动系数；α为1.1裕量<或安全>系数。则,Ud=×380×1.1×1.1=650V。该值为IGBT所承受的稳态最大电压值。但在实际工作中,IGBT所承受的最大峰值电压往往在关断时,其关断峰值电压Uceps=<Ud×1.15+150>·α。其中,Ud为直流输出电压大值；1.15为过电压系数；150为感抗电流上升率di/dt引起的尖峰电压<V>；α为1.1裕量<或安全>系数。则Uceps=<Ud×1.15+150>×α=<650×1.15+150>×1.1=987.25V,考虑IGBT电压格则选1200V为实际电压值。流过斩波器的最大电流为I=〔1.5～222.5=〔33.75～45A,所以选择50A,1200VIGBT选取FUJI公司的IGBT,型号1MBH50D_120,故即使在该开关管发热情况较严重的情况下仍可保证其通流能力在可靠范围内。〔2开关管反并联二极管Ds的选择：开关管反并联二极管Ds其电流值为IdM=22.5A,其参数与第四章中的整流二极管参数基本一致,所以考虑安全余量选择额定电流30A,额定电压1200V的快速恢复二极管,型号：MUR30120〔3续流二极管Df的选择：续流二极管Df的参数也与第四章中的整流二极管参数基本一致,所以考虑安全余量选择额定电流20A,额定电压1200V的快速恢复二极管,型号：MUR20120〔4软开关谐振电感和谐振电容的选择：Lr和Cr的设计取决于它的谐振频率fr和最大输出电流Iomax。可以按照以下式子进行确定。式中：Kc=0.8。取Lr=60.8,=0.167,电容耐压值1500。2.4逆变电路部分设计2.4.1绝缘栅双极型晶体管〔IGBT的选择<1>确定电压额定值UcespUd=380=650V式中,α为波动系数,值取1.1。关断时的峰值电压表2─2IGBT电压选择则Ucesp=〔650×1.15+150α=987.25V式中1.15为过电压保护系数；α为安全系数,一般取1.1；150为电感引起的尖峰电压。考虑表4─1IGBT的电压规格,本设计中选用的IGBT额定电压为1200V<2>IGBT模块额定电流确定：主变压器一次侧电流：I1.=,其中,NP高频为变压器原边绕组的匝数；Ns为高频变压器副边绕组的匝数；U10为变压器一次侧电压,因为经整流逆变后输出电压为方波电压,其有效值不变所以U10=U1=537V;U20为变压器二次侧电压,由设计基本条件得出U20=220V；I2为变压器二次侧电流,I20=。则,。IGBT模块每只管上的平均电流额定值<全桥式整流>I=0.5×I10=0.5×18.6=9.3A,如选用IGBT模块给定电流额定值是在结温TC=25℃条件下,则模块电流值ICS应按下列条件给予确定。ICS=×I×1.5×1.4=1.414×9.3×1.5×1.4=27.5A,式中：为峰值系数；I为IGBT管上平均电流；1.5为单位时间<1min>过载容量系数；1.4为IGBT的IC减小系数。根据Ucesp=987V,ICS=27.5,考虑充足的安全余量选择型号为FUJI公司的IGBT,型号1MBH30D_120。通过上述两种对IGBT模块选择和理论计算,IGBT模块选基本吻合的,这说明实际工作中所选用的IGBT是可行的。2.4.2IGBT的保护设计〔1过电压保护功率主回路的吸收电路如图6所示,是用来吸收IGBT关断浪涌电压和续流二极管反向恢复浪涌电压。在某些应用中,吸收电压还可以减少IGBT的开关损耗。通常有典型的4种吸收电路,选择时则考虑功率电路的大小来选择相应吸收电路。IGBT的过压保护如图2─2所示图2图2─2IGBT过压保护电路①电容C的选取：根据C=；其中IC-IGBT最大集电极电流〔Atfv-IGBT最大集电极电压上升时间〔s,tfi-IGBT最大集电极电流下降时间〔s,UCE-IGBT最大集电极与发射极电压〔V；一般电容不要选择过大,以0.1μF~0.2μF为宜,否则电阻发热严重。〔取C=0.2μF②电阻的选择：R=其中ton-IGBT最小导通时间；C-吸收缓冲电路中电容值。在逆变频率为20kHz则D<占空比>==ton×fton===2μs电源最小占空比为0.1,由R=确定阻值大小。所以,R=3.3Ω,取5Ω。③二极管D的选择：快恢复二极管〔FRD：有0.8-1.1V的正向导通压降,35-85ns的反向恢复时间,在导通和截止之间迅速转换,提高了器件的使用频率并改善了波形。整流输出的最大电流为I=〔1.5～222.5=〔33.75～45A,所以选择50A,1200V故即使在该开关管发热情况较严重的情况下仍可保证其通流能力在可靠范围内。所以器件选取型号：MUR50120。过电流保护过电流保护的熔断器的额定电流,取值取IGBT额定电流的1.5~2倍裕量,即：IRN=27.5×〔1.5~2=41.25A～55A,URN=1000V。所以FU9～FU12选择RS3型额定电压1000V,熔体额定电流50A的快速熔断器。3高频变压器的设计3.1高频变压器主要参数高频变压器输出功率PT=Pd=10000W;原边绕组电压幅值U1=537V；次级输出电压U20=2200V：开关频率=50kHz；额定输出电流I20=45.5A；变压器效率3.2变压器磁芯的选择适用于高频的磁芯材料有铁氧体磁芯,铁粉磁芯以及非晶合金。设计时,要查找三类磁芯的基本特性以选择合适的磁芯材料,在一般情况下都可选用铁氧体材料满足设计要求。然后在根据厂家提供的磁芯材料手册<一般可在磁芯厂家网站获得>选取具体的磁芯材料编号并获得其具体特性参数。磁芯规格的选取通常可先估算变压器的效率,然后由输出功率和估算效率计算出变压器的输人功率,再根据生产厂家给出的磁芯规格和传送功率的关系数据来选择。如果手头缺少上述资料,可利用常用Ap法进行估算选取。〔3.1式中：Ae为磁芯截面积<cm2；AQ为磁芯窗口面积〔cm2；PT为变压器的标称输出功率〔W；Bm是磁芯工作的磁感应强度〔G；是线圈导线的电流密度,通常取=2～3<A/mm2>；Km是窗口填充系数,一般取0.2～0.4；为开关频率；KC是磁芯的填充系数,对于铁氧体KC=1.0。要选取磁芯的AeAW接近且大于式<1>中的AP值。取=2A/mm2并将；Km=0．4：KC=1.0；=5Ox103<Hz>：为了多留些余地,可在减小主功率变压器的最大磁通密度Bm=1000GS,等参数一起代人式<3.1>,得拟选择EE型磁芯,其外形如图3─1所示。图3─1EE型磁芯外形图其中Ae和Aw可按下面的式子进行估算。根据图3─1中提供的磁芯尺寸,我们选择EE110/110,其磁芯尺寸参数如表3─1所示表3─1EE型磁芯尺寸则,cm2,因此EE85/88磁芯的功率容量为：而2000W、20kHz的开关电源的设计功率容量为：AP=34.7可见它明显小于功率容量乘积值70.16,符合要求。3.3高频变压器一次侧、二次侧绕组匝数计算计算高频变压器原边绕组的匝数值：取原边匝数20砸。计算高频变压器副边绕组的匝数值：取整数时副边匝数为8砸。3.4计算绕组导线线径及估算铜窗占有率副边绕组导线截面积为：mm2绕组导线规格的选择。高频电流的集肤效应,使导线的实际导电截面积减小。因此。在导线选择上应使用多股导线并绕,副边大电流绕组最好能使用宽而扁的铜带,宽度与变压器磁心窗口高度接近,厚度则受2倍的穿透深度限制。表3列出了高频电流穿透铜导线的深度。表3─2高频电流穿透铜导线的深度因为,所以允许采取的最大线径为如去表称直径为0.94毫米的公制漆包线,需要股,取整为81股并绕。同理,对于变压器原边,其绕组导线截面积为。若同样取标称直径为0．94mm的公制漆包线进行绕制的话,需要,取整为37股并绕。铜窗的占有率估算如下：,即得542.4392.25所以,铜窗是富裕的。此高频变压器计算参数基本符合要求。总电路图如下：元件器件：元器件型号表序号～标号名称型号规格1L1～L3电感180μH2RV1～RV3压敏电阻VJY型1000V,5kA3F0～F2快速熔断器RS3型750V,20AD1～D6整流二极管MUR201204R1～R6电阻10,4