第14讲-其他常用微波电路

第11章其他常用微波电路

11.1隔离器与环形器

11.3倍频器和分频器

11.4开关与相移器11.1隔离器与环形器

隔离器又称单向器,它是一种允许电磁波单向传输的两端口器件,其示意图如图所示。从端口①向端口②传输的正向电磁波衰减很小,而从端口②向端口①传输的反向波则有很大的衰减。

在微波系统中,经常把隔离器接在信号发生器与负载网络之间,以改善源与负载的匹配。这样可以使得来自负载的反射功率不能返回发生器输入端,避免负载阻抗改变而引起的发生器输出功率和工作频率的改变。隔离器常用的环行器是三端口元件,信号传输可以是顺时针方向,也可是逆时针方向。环行器可以用作隔离器,更多场合是与其他电子器件一起构成微波电路。一般地,隔离器和环行器是在微波结构中放入铁氧体材料,外加恒定磁场,在这个区域构成各向异性介质。电磁波在这种媒体中三个方向的传输常数是不同的,从而可实现单向传输。铁氧体材料是一种电子陶瓷,材料配方和工艺多种多样,随铁氧体的使用场合而定。隔离器和环行器的技术指标是：工作频带、最大正向衰减量α+、最小反向衰减量α-、正反向驻波比、功率容量等。这些指标的定义在前述各种电路中都遇到过,在此不再赘述。好的指标是正向衰减尽可能小（0.5dB以下）,反向衰减尽可能大(25dB以上),驻波比尽可能小（1.2以下）,频带和功率容量满足整机要求。11.1.1隔离器的技术指标11.1.2隔离器的原理1.谐振式隔离器1)波导结构

波导型谐振式隔离器的基本原理是铁磁谐振效应。在铁磁谐振频率附近（ω=ω0）,横向磁化的铁氧体强烈地吸收右旋圆极化波的能量,而使右旋波受到很大的衰减,左旋波损耗很小。如图所示,铁氧体片在矩形波导内的位置应该是电磁波磁场为圆极化的地方,矩形波导中ＴＥ10模的磁场分布,沿正z方向为图（b）,沿负z方向为图（c）。理想情况下,正向无衰减,反向无传输。适当选取铁氧体膜片的位置就可以实现单向传输特性。谐振式隔离器的优点是制造简单，结构紧凑。相对来说,功率容量比较大。缺点是需要较大的偏置磁场,如图（a）中的H0。在低功率系统中,一般采用工作磁场较低的场移式隔离器。

2)微带型微带结构在微波电路中用途很广。下图是微带型铁氧体谐振式隔离器。由于谐振原理,这种隔离器的频带比较窄,一般不超过中心频率的10％。

横向偏置的铁氧体条置于微带线旁,电磁波磁场圆极化方向与铁氧体内感应电流引起的磁场一致,电磁波交给铁氧体能量,铁氧体发热。如果改变偏置磁场方向,电磁波就不损耗能量。在6.0GHz上,反向衰减大于30dB,正向衰减小于1dB。1)波导结构

如图所示,矩形波导中TE10模磁场为圆极化,在x1处放置一块铁氧体片,并加有垂直于波导宽壁的横向恒定磁场H0（负y方向）,在铁氧体片面向宽壁中线的一侧再附加一片薄的吸收片。2.场移式隔离器波导场移式隔离器(a)结构示意图；

(b)电场分布

场移式隔离器的工作原理与谐振式的不同,区别在于它不是工作在ω=ω0的谐振区,而是工作在ω0/ω＜1的低场区,即外加磁场H0小于谐振时的磁场。铁氧体显示出“抗磁”性质,对微波磁场起排斥作用。所以,对右旋波来说,铁氧体内部的电磁场强很弱,电磁能量主要在铁氧体外边的波导管内传输,电场分量Ey在铁氧体内侧与空气的交界面上为最小值,而对于左旋波,由于铁氧体的介电常数较大,电磁场集中于铁氧体片内部及其附近传输,在铁氧体内侧与空气的交界面上,电场强度Ey有最大值,这种场分布的差异称为场移效应,如图(b)所示。如果在铁氧体内侧与空气的交界面上涂一层能吸收电磁能量的电阻层,并选择合适的电阻率．就可以使得沿负z方向传输的电磁波(在x1处为左旋波)能量受到很大的衰减,而沿正z方向传输的波(右旋波)能顺利地通过,从而形成了单向传输的特性。2)微带型

如图所示的铁氧体表面的微带线在偏置磁场作用下,电磁场会偏离中心向一边移动,在微带线旁放置一块吸波材料,就会吸收电磁波的能量。如果将偏置磁场改变方向或电磁波从另一方向来,则不会有影响。现有场移式隔离器指标为6.0～12GHz,反向衰减20dB,正向衰减1.5dB,比谐振式隔离器频带宽。微带场移式隔离器

与谐振式隔离器相比较,场移式隔离器的优点是所需偏置磁场H0的值较低,减轻了磁铁的重量,有利于做出更高频率的隔离器。缺点是损耗发生在很薄的吸收片中,散热受到限制,能承受的功率有限。波导型法拉第旋转式隔离器如图所示。图中1和6是矩形波导,它们的横截面互成45°的角。7和8是吸收薄片,也互成45°的夹角。2和5是矩形波导ＴＥ10模到圆波导TE11模的转换器。4是产生纵向磁场的螺线线圈。3是两端做成锥形的铁氧体圆杆。选择铁氧体的长度l和纵向恒磁场H0的大小，使得经过圆波导后电磁波的极化面有45°的旋转。3.法拉第旋转式隔离器若电磁波由矩形波导1输入,经过45°旋转之后,电场极化方向正好与矩形波导6中的TE10模电场方向一致,电力线垂直于吸收片7和8,电磁波无衰减地通过,即正向传输的电磁波衰减很小；而反向传输的电磁波经铁氧体3后,极化方向又旋转45°,而且旋转方向与正向电磁波的相同,于是电力线与吸收片7平行,因此电磁波将受到很大的衰减,且此时电场的极化方向与波导1中TE１０模的电场极化方向垂直,不能由矩形波导1输出,经反射再通过铁氧体3后,其电场平行于吸收片8,又被吸收,其残存的能量再被反射,则可由波导1输出,这就是经过强烈衰减后的反射波。一般其正向衰减小于

1dB,而反向衰减较大,可做到20～30dB。

环行器是一个多端口器件,其中电磁波的传输只能沿单方向环行,例如在右图中,信号只能沿①→②→③→④→①方向传输,反方向是隔离的。11.1.3环行器在近代雷达和微波多路通信系统中都要用单方向环行特性的器件。例如,在收发设备共用一副天线的雷达系统中常采用环行器作双工器。在微波多路通信系统中,用环行器可以把不同频率的信号分隔开,如右图所示,不同频率的信号由环行器Ⅰ的①臂进入②臂,接在②臂上的带通滤波器F1只允许频率为f1±Δf的信号通过,其余频率的信号全部被反射进入③臂,滤波器F2通过了频率为f2±Δf的信号并反射其余频率的信号。这些信号通过④臂进入环行器Ⅱ的①臂……于是可以依次将不同频率的信号分隔开。用环行器分隔出不同频率信号

环行器的原理依然是磁场偏置铁氧体材料各向异性特性。微波结构有微带式、波导式、带状线和同轴式,其中以微带三端环行器用的最多,微带环行器结构如图所示,用铁氧体材料作介质,上置导带结构,加恒定磁场Hdc,就具有环行特性。如果改变偏置磁场的方向,环行方向就会改变。下面给出常用结构和用途示例。铁氧体环行器（a）三端环行器示意图;（b）波导结构;（c）微带结构铁氧体环行器应用（a）用作隔离器;（b）用作双工器;（c）用作移相器;（d）用于注入锁定放大器11.3倍频器和分频器11.3.1倍频器倍频器输入信号为f0,输出信号为nf0,使用的器件是变容二极管。微波电路包括输入端低通滤波器和匹配电路,输出端带通滤波器和匹配电路,如图所示。倍频器基本结构射频/微波倍频器分成两类：低次倍频器和高次倍频器。

低次倍频器的单级倍数n不超过5。使用的器件为变容二极管,倍频次数增加后,倍频效率和输出功率将迅速降低(二倍频效率为50％以上,三倍频效率为40％以上)。如需高次倍频时,必须做成多级倍频链,使其中每一单级仍为低次倍频。高次倍频器的单级倍频次数可达10～20以上,倍频使用的器件是阶跃恢复二极管(电荷储存二极管)。在高次倍频时,倍频效率约为1/n。因为倍频次数高,可由几十兆赫兹的石英晶体振荡器一次倍频至微波,得到很稳定的频率输出。这种倍频器输出功率比较小,通常在几瓦以下,但利用阶跃管进行低次倍频时,输出功率在L波段也可达15W以上。1.变容二极管变容二极管的特点是非线性电抗元件,损耗小、噪声低,可用于谐波倍频、压控调谐、参量放大、混频或检波。目前使用最多的只是倍频和调谐。图（b）所示肖特基势垒二极管的反向结电容随电压的变化就是变容管特性,变容管的电容与反向电压的关系为式中,Cj0是零偏压时结电容,φ为结势垒电势,m为等级因子。图11-26（d）所列的不同半导体材料都可用作变容管,只是三个参量不同。不同用途的变容管,m值不同。m=1/3时为线性变容管,实现低次倍频或调谐。m=1/2时为阶跃回复二极管,实现高次倍频或低次倍频。大多数情况下,变容管的m=1/2～1/3。变容管的等效电路为一个电阻与可变电容的串联,如图11-30所示,最大工作频率与串联电阻有关,电阻越小越好。下图给出变容管的电容曲线和泵源（大功率交流信号）作用下变容管的结电容曲线,非线性效果较明显。泵源作用下的结电容2.门—罗关系

在输入信号激励下,变容管上存在许多频率成分,除输入和输出有用信号外,其余频率称为空闲频率。这些空闲频率对于器件的工作是必不可少的。为了保证倍频器工作,必须使一些空闲频率谐波有电流。这个回路通常是短路谐振器,在所关心的频率上电流最大。门-罗（Manley-Rowe）关系描述理想电抗元件上的谐波成分及其占有的功率。这种关系便于直观理解倍频器、变频器、分频器和参放的工作原理。用两个信号fp和fs来激励变容管,则有倍频器m=0,输入为fp,输出为nfp,P1+Pn=0,理论效率为100％。参量放大器和变频器m=1,泵源fp的功率比信号fs的功率大的多,忽略信号功率,且只取和频fp+fs,则转换增益为门雷-罗威关系式--------理想非线性电抗上的能量-频率分配关系～～应用----和频上变频～～应用----差频上变频～～3.倍频器设计变容二极管倍频器的常用电路如下图所示,图(a)为电流激励,图(b)为电压激励。在电流激励形式中,滤波器F1对输入频率为短路,对其他频率为开路,滤波器FN则对输出频率为短路,对其他频率为开路；在电压激励中,F1对输入频率、FN对输出频率为开路,对其他频率为短路。变容二极管倍频器的电路原理图电流激励的倍频器电路,变容管一端可接地而利于散热,故作功率容量较大的低次倍频时,宜于采用电流激励。用阶跃管作高次倍频时,因其处理的功率较小,一般采用电压激励形式。构成倍频器时,应注意以下几个问题：

(1)变容管的工作状态要合理选择,以得到较高的倍频效率和输出较大的功率。由于变容管倍频是利用其电容的非线性变化来得到输入信号的谐波的,如果使微波信号在一个周期的部分时间中进入正向状态,甚至超过PN结的接触电位,则倍频效率可大大提高,因为由反向状态较小的结电容至正向状态较大的扩散电容,电容量有一个较陡峭的变化,有利于提高变容管的倍频能力。但是,过激励太过分时,PN结的结电阻产生的损耗也会降低倍频效率,故对一定的微波输入功率需调节变容管的偏压使其工作于最佳状态。

(2)变容管两侧的输入/输出回路分别与基波信号源和谐波输出负载连接。为了提高倍频效率,减少不必要的损耗,尽量消除不同频率之间的相互干扰,要求输入/输出电路之间的相互影响尽量小。特别是倍频器的输入信号不允许泄漏到输出负载,而其倍频输出信号也不允许反过来向输入信号源泄漏。为此,在输入信号源之后及输出负载之前分别接有滤波器F1及FN。此外,在滤波器F1、FＮ和变容管之间,还应加接调谐电抗L1和LN。因为输入电路和输出电路接在一起,彼此总有影响,为使输出电路对输入电路呈现的输入电抗符合输入电路的需要,故在输入电路中加接调节电抗L1加以控制。同理,在输出电路中加接LＮ是为了调节输入回路影响到输出电路的等效电抗。

(3)为了在输入频率和输出频率上得到最大功率传输,以实现较大的倍频功率输出,要求对两个不同频率都分别做到匹配,即输入电路在输入频率上匹配,输出电路在输出频率上匹配。

(4)当倍频次数N＞2时,为了进一步提高倍频效率,除调谐于输入频率和输出频率的电路以外,最好附加一个到几个调谐于其他谐波频率的电路,但这些频率皆低于输出频率,称为空闲电路。由于空闲电路的作用,把一个或几个谐波信号的能量利用起来,再加到变容管这个非线性元件上,经过倍频或混频的作用,使输出频率的信号的能量加大,这样就把空闲频率的能量加以利用而增大了输出。

(5)变容管的封装参量Ls、Cb对电路的影响也不小,在进行电路设计时,应将它们包含进去。4.阶跃管高次倍频器阶跃恢复二极管(简称阶跃管,又称电荷储存二极管)是利用电荷储存作用而产生高效率倍频的特殊变容管。m=1/9~1/16,C≈Cj0,在大功率激励下,相当于一个电抗开关。工作频率范围可从几十MHz至几十GHz。这种倍频器结构简单,效率高,性能稳定,作为小功率微波信号源是比较合适的,并且可以一次直接从几十MHz的石英晶体振荡器倍频到微波频率,得到很高的频率稳定度。阶跃管还可用于梳状频谱发生器或作为频率标记。因为由阶跃管倍频产生的一系列谱线相隔均匀(均等于基波频率),可用来校正接收机的频率,也可作为锁相系统中的参考信号。阶跃二极管也可用来产生宽度极窄的脉冲(脉冲宽度可窄到几十微微秒),在毫微秒脉冲示波器、取样示波器等脉冲技术领域得到应用。阶跃恢复管的电流波形激励电压波形；(b)检波管或高速开关管电流波形；(c)阶跃管的电流波形(b)为一般PN结二极管的电流波形,依循正向导通、反向截止的规律；(c)为阶跃管的电流波形,其特点是电压进入反向时,电流并不立即截止,而是有很大的反向电流继续流通,直到时刻ta,才以很陡峭的速度趋于截止状态。产生这种特性是和阶跃管本身特点有关的。最简单的阶跃恢复二极管是一个PN结,但与检波管或高速开关管不同。正弦波电压对它们进行激励时,得到的电流波形不同,如图(b)、(c)所示。阶跃恢复二极管倍频器构成框图及其各级产生的波形阶跃恢复二极管倍频器的构成框图及其各级产生的波形如图所示。频率为f0的输入信号把能量送到阶跃管的脉冲发生器电路。该电路将每一输入周期的能量变换为一个狭窄的大幅度的脉冲。此脉冲能量激发线性谐振电路。该电路把脉冲再变换为输出频率fN=Nf0的衰减振荡波形。最后,此衰减振荡经带通滤波器滤去不必要的谐波，即可在负载上得到基本上纯的输出频率等幅波。5.倍频器电路

低次倍频n=2～4,已有商业化集成产品选择,尺寸很小,使用方便。下面给出几种微波倍频器的电路结构,供参考。下图是微带线六倍频器,1、2、3为输入端匹配和低通,4为变容管,5、6、7、8为输出端匹配带通,9、10为直流偏置。倍频次数和电路拓扑关系不大,只是图中输出带通滤波器7的中心频率不同。工作频率变化,电路拓扑也不变,只调整输入和输出回路即可。微带线六倍频器11.3.2分频器

分频器主要用于锁相环和频率合成器中。下图是基本频率变换关系,输入为f0,输出为f0/N,设法实现图中的频率变换关系是设计分频器的基本思路。

分频器功能完成这个功能的常用方法是反馈混频法或使用再生分频器,电路结构如图所示,分频器的分频比取决于两个带通滤波器的选择性。混频器RF端功率大,LO端功率小,相当于接收机的本振与信号对调,输出频率与分频比的关系为频率再生式分频器研究背景D波段宽带三倍频器研究*毫米波是指波长大于1mm小于10mm范围内的电磁波,与波长相对应的频率范围为30-300GHz(一)波长短。毫米波的波长比微波短,对大气中的尘埃具有更强的穿透性。同时毫米波天线与相同口径的微波天线相比,波束更窄,副瓣更低,进而在分辨率和和精度上也具有明显的优势,也是由于波长更短的原因,毫米波设备往往比微波频段的设备在体积上也要更小得多;光波波长虽然比毫米波很短,但元器件的加工却相对较难。(二)大气对毫米波传播特性的影响。由于大气中氧分子和水蒸气的谐振使得频率为22GHz、60GHz、120GHz和183GHz的毫米波在大气传播时衰减较大,而在35GHz、94GHz、140GHz和220GHz频率处出现衰减相对较小的大气窗口。这些大气窗口具有较宽的带宽,也是当今主要研究的频谱区域。(三)毫米波频带很宽,拥有270GHz的绝对带宽,在几个大气窗口处都具有较宽的频带。*以下内容引自电子科技大学余卓哲硕士学位论文<D波段宽带三倍频器研究>,2012正是由于上述诸多特点使得毫米波有着广泛的应用前景。但是,毫米波系统的价格较高,其应用更多的集中在军事领域中,包括雷达、通信以及电子对抗等方面。(一)雷达领域——由于毫米波具有全天候工作的特点,可以持续获得敌方信息,同时毫米波设备自身具有体积小的特点,因而被广泛的应用于军用雷达系统中。其在民用雷达上的应用更多的是汽车防撞雷达和气象雷达。(二)电子对抗——主要利用毫米波对通信、雷达以及精确制导等系统等进行有效的干扰。(三)通信——毫米波具有波束窄,抗干扰能力强的特点,因此也广泛应用于通信领域,如保密通信、星际通信、卫星通信等。要实现上述各种应用,首先要解决的问题就是毫米波源的获得三种获得毫米波源的常用方式(一)毫米波固态振荡器——这实际上是利用元器件的非线性特性将直流能量转换成毫米波能量的一种转换器件。采用这种方法获得的毫米波源无论是相位噪声还是频率稳定度都不佳,特别是在毫米波频段高端更为明显。(二)锁相——实际上它是一种能够通过跟踪一个信号的相位实现频率锁定的环路系统。通过此方式获得毫米波源具有频率稳定度高的优点,但不易满足低相位噪声的要求。(三)毫米波倍频器——这实际上是将功率较大、频率稳定度高的微波或毫米波信号通过非线性元器件获取其谐波信号的非线性器件。通过此方法获得的毫米波源通常具有频率稳定度高,相位噪声低的优点。倍频器的发展动态近年来,毫米波固态倍频技术得到了不断地发展,其研究频率越来越高。随着半导体技术的发展,作为倍频器核心的非线性器件也不断更新,继早期的非线性电阻二极管、变容管后,金属半导体型场效应管(MESFET)、高电子迁移率晶体管(HEMT)、异质结双极晶体管(HBT)等新型的非线性器件也相继出现,为倍频技术的进一步发展铺平了道路。当今毫米波系统朝着小型化的方向不断发展,而毫米波倍频器作为毫米波系统的核心,需要满足的要求也越来越高。其中,如何简化电路、实现小型化以及提高倍频效率无疑成为了当今毫米波倍频技术的研究热点从国内外倍频器的发展动态不难看出,我国对倍频器的研究方面与国外还存在着不小的差距:(一)国外倍频技术已经十分成熟,其研究主要集中在亚毫米波,太赫兹频段,并且已经出现了MMIC太赫兹倍频源的相关报道;(二)国内对倍频器的研究相对较为落后,但是通过近20年的努力,陆续出现了Ka波段、U波段、W波段倍频器。目前国内正处于毫米波高端以及太赫兹倍频技术的实验研究阶段,大多数关于这方面的报道都是基于仿真结果。对于D波段倍频技术的研究也非常少,而且带宽很窄,同时考虑到D波段具有很宽的频带(110~170GHz),包含有丰富的频谱资源,且140GHz处于大气窗口,因此具有很大的研究价值。本文就是以此为背景展开D波段宽带倍频技术的相关研究。输入频率:36.6-56.7GHz输出频率:110-170GHz输入功率:大于17dBm输出功率:大于-10dBm倍频损耗:小于27dB研究目标获得低相噪、较高输出功率的D波段(110-170GHz)宽带三倍频器。技术指标倍频器实现方案输出频带为110GHz-170GHz,相对带宽大于1/3,为了防止一些基波的二次谐波或四次谐波落到输出频带内,因此釆用反向并联二极管对的形式。在具体的仿真设计中,主要利用HFSS和ADS进行设计。其中所有无源电路仿真都是通过HFSS完成,包括输入、输出过渡和低通滤波器。然后再由ADS仿真得到肖特基势垒二极管的阻抗,并在最后将所有无源电路带入HFSS仿真软件中,并以lumpedRLC边界条件代替相应的二极管阻抗来进行倍频器整体匹配电路的仿真设计。经过仿真设计后,利用CAD绘制加工电路,并最终加工出D波段宽带三倍频器。首先将功放产生的基波信号功率通过波导-悬置微带的过渡结构低损耗地耦合到便于集成的悬置微带线上,经过通基波阻三次谐波的低通滤波器以及后面的输入匹配电路后馈入到二极管对,经过二极管对的非线性作用后,将产生的三次谐波(110-170GHz)功率依次经过输出匹配和输出过渡从波导输出。其中,反向并联结构能抑制偶次谐波,只产生奇次谐波,而且由于输出波导的高通作用对基波具有抑制作用,所以输出端只有三次、五次和更高的奇次谐波,而且随着次数的增加,高次谐波的功率是越来越小的。同时考虑到本课题所要求的频带很宽,且所在频率处于毫米波的高端,要设计出在整个D波段通带内插损较低,且对其它奇次谐波具有高抑制度的带通滤波器有很大的难度。经过综合考虑,最终在倍频器实现方案的输出端舍弃了带通滤波器。D波段宽带三倍频器整体电路结构

D波段宽带三倍频器实现方案图二极管简介在原则上所有具有非线性特性的元器件都可用于倍频器设计,但是通过对当前研究条件和课题要求的考虑,最终本课题是基于二极管的非线性实现倍频的。所以,合理的选择二极管是首先要解决的问题,这也是进行倍频器后续设计工作的前提。二极管的非线性特性通常有电抗性和电阻性两种,前者的优势在于倍频效率较高,但也有频带较窄的缺点;而后者的优势则更多的体现在宽带倍频上,但效率较难提高。结合本课题的要求,对国内可购得的二极管进行比较,最终选择了UMS公司的DBS105A这款肖特基势垒二极管。DBS105A是由两个二极管串联而成。

D波段宽带三倍频器输入输出过渡设计本课题所研究的频率范围处于毫米波的高端,因此在选择传输线时应选择损耗相对较小的。因此选用悬置微带线作为倍频器的主传输线,并选择价格相对低廉的RT/duroid5880作为介质基片,并将基片厚度确定为0.127mm。通常在实验室中测试的毫米波信号源都是通过矩形波导馈入的。所以在倍频器的输入输出端就需要波导到悬置微带的转换。左图展示出了悬置微带线的结构及其电场分布。它与微带线的区别在于其介质基片悬置于空气中,这也使得悬置微带线中的电磁场在介质基片中的分布相对减小了,而更多的分布在空气中。所以悬置微带线的有效介电常数比相同介质基片的微带线更小,可近似等于1,并且其介质损耗相对于微带线也大大减小了,Q相应增加了,同时色散效应可以忽略不计。正是鉴于上述的诸多优点,因此最终选用悬置微带线作为本课题的传输线。波导-悬置微带输入探针过渡模型以回波损耗大为目标进行仿真优化,最后得到如图所示的仿真结果。可见,通过仿真得到在本课题所需要的基波(37-57GHz)频率范围内,回波损耗均优于20dB,并且在绝大部分频率范围内优于24dB,插损小于0.05dB,实现了低损耗的过渡,满足课题需要。波导-悬置微带输入探针过渡仿真结果D波段悬置微带-波导E面输出探针过渡同样以回波损耗大为目标进行优化仿真,得到如图所示仿真结果。可见,回波损耗在整个D波段优于20dB,并且绝大部分达到了25dB以上,插损小于0.05dB,仿真结果是非常理想的。D波段悬置微带-波导探针过渡仿真结果低通滤波器设计输入端五阶低通滤波器HFSS模型输入端五阶低通滤波器仿真结果仿真时以倍频器基波频率范围的回波损耗大和三次谐波频率范围内的抑制度高为目标进行优化,图为最终得到的仿真结果。可以看出,在本课题的基波频率范围内(37~57GHz),回波损耗优于25dB,插损小于0.ldB,而对三次谐波(110-170GHz)的抑制度达到了15dB。需要说明的是,如果采用七阶高低阻抗线的结构形式,对D波段的抑制度能达到20dB,但此时滤波器的长度会相应的增加,插损也会相应的增加。综合考虑,15dB的抑制度已经满足了本课题的要求,因此本文就采用该五阶低通滤波结构。D波段宽带三倍频器整体匹配电路设计倍频器匹配电路的设`计在整个倍频器的设计中也是非常重要的,输入匹配可以使输入功率更多的被二极管利用,输出匹配则可避免二极管产生三次谐波来回反射致使最终的输出功率减小。因此需要对倍频器的输入输出进行有效的阻抗匹配。二极管基波阻抗提取模型二极管三次谐波阻抗提取模型将前面确定好的输入输出过渡以及低通滤波器模型在仿真软件HFSS中联合建模,在二极管对的两端分别加入两段悬置微带作为输入输出匹配枝节,并以lumpedRLC代替上节中提取出的二极管在基波和三次谐波频率下的阻抗值。最终建立好完整的D波段宽带三倍频器的整体匹配电路仿真模型。D波段宽带三倍频器匹配电路仿真模型为了保证D波段信号以主模传输,防止腔体模式的出现,前面在设计滤波器、输入匹配电路和输出匹配电路时对腔体宽度进行了严格的控制,其腔体宽度分别为0.8mm和0.5mm。而芯片DBS105a长度为0.53mm。因此,在粘接二极管处的腔体壁挖了两个槽,使芯片的一端粘接在悬置微带的中心条带上,另一端粘接在槽内的金属条带上,并通过压基片保证二极管接地。仿真优化时,输入匹配以基波频率下输入端口的回波损耗大为目标,而输出匹配则以三次谐波下输出端口的回波损耗大为目标来调节输入输出匹配枝节。由于输入输出匹配是相互影响的,因此两者的仿真需要同时进行。

D波段宽带三倍频器输入匹配仿真结果输出匹配仿真结果整个基波频率范围内(37-57GHz),回波损耗优于5dB,优于10dB的带宽达到了15GHz;而在整个110~170GHz的输出频率范围内,绝大部分的回波损耗优于5dB,带宽已经足够宽了,总体来说满足了本课题的要求。D波段宽带三倍频器实验研究

D波段宽带三倍频器基片版图3D波段宽带三倍频器实物

D波段宽带三倍频器输出功率测试框图D波段宽带三倍频器输出功率测试平台倍频损耗无疑是倍频器的主要技术指标,也是本课题较为关心的。

D波段宽带三倍频器输出功率和变频损耗考虑到本课题只是利用反向并联二极管对的电路结构来完成偶次谐波的抑制,因此有必要对倍频器的二次谐波功率进行测试。由于倍频器输出波导的宽边长度为1.651mm,主模对应的截止频率为90GHz,同时由于实验条件的限制,最高只能测到110GHz时的频谱图,因此在对倍频器的二次谐波进行测试时,主要测试了输入频率在45-55GHz范围内对应的二次谐波功率。从三次谐波功率的测试结果可见输入基波的频率在38-46GHz范围内得到的三次谐波功率相对较大,倍频损耗也相对较低,同时将42GHz的输入功率通过衰减器调节到37GHz对应的输入功率大小,发现三次谐波功率显著下降,为0.14mW,因此推断在36.6-37GHz的频率范围内输出的三次谐波功率较小是由于输入功率不足,没能推动二极管正常工作造成的;而在48-54GHz的频率范围内三次谐波功率也较小;从55GHz开始输出的谐波功率又开始上升,再结合二次谐波功率的测试结果进行分析,这很有可能是由于二次谐波落入到倍频器的输出频带内造成的。总体来说,该倍频器的效果不是很理想。主要原因有以下三个方面:(1)二极管资料上给的SPICE参数不全,而本课题的频率范围较高,其中一些参数也会有所变化,从而在提取二极管阻抗时存在偏差,进而导致了输入输出匹配电路的设计出现了偏差。解决办法,进一步完善二极管的阻抗提取模型以获得更加准确的二极管阻抗值,从而更加准确的完成输入输出匹配电路的设计。(2)由于频率高,无论是微带线还是腔体在加工的误差范围内均会对结果产生较大的影响,同时在装配时引入的误差也会恶化最终的测试结果。解决办法,对加工存在的误差进行容差分析,对比较敏感的电路尺寸误差严格控制。(3)部分基波频点的输入功率不足,没能有效推动二极管正常工作也使得结果不理想。解决办法,在现有的功放腔体基础上对内部电路进行适当的修改以改善部分频点的输出功率。余卓哲论文引用结束11.4开关与相移器11.4.1开关

构成开关的器件有铁氧体、PIN管、FET或BJT。铁氧体和PIN是经典的开关器件,下表给出了两种器件的性能比较,铁氧体的特点是功率大、插损小,PIN的特点是快速,成本低。FET或BJT有增益,已经成为中、小功率开关的主要器件。各种器件的开关都有自己的使用场合。开关在射频/微波系统中有着广泛的用途,如时分多工器、时分通道选择、脉冲调制、收发开关、

波束调整等。开关的指标比较简单,接通损耗尽可能小,关断损耗尽可能大,频带和功率满足系统要求。

1.开关的基本原理1)开关器件原理铁氧体开关的原理是改变偏置磁场方向,实现导磁率的改变,改变了信号的传输常数,以达到开关目的。PIN管在正反向低频信号作用下,对微波信号有开关作用。正向偏置时对微波信号的衰减很小（0.5dB）,反向偏置时对微波信号的衰减很大（25dB）。

BJT和FET开关的原理与低频三极管开关的原理相同,基极（栅极）的控制信号决定集电极（漏极）和发射极（源极）的通断。放大器有增益,反向隔离大,特别适合于MMIC开关。

MEMS微机械电路是近年发展起来的一种新型器件,在滤波器中有简单介绍,也可以用作开关器件。2)微波开关电路

开关器件与微波传输线的结合就构成微波开关组件。各种开关器件与微波电路的连接形式的等效电路相同。单刀双掷（SPDT）开关(a)

并联型;

(b)串联型

左图是SPDT的两种形式。每个电路中的两个PIN管的偏置始终是相反的。图（a）中,若VD1通VD2断,VD1经过四分之一波长,在输入节点等效为开路,VD2无影响,输入信号进入2,反之,开关拨向1。图(b)中,若VD1通VD2断,输入信号进入1,反之,开关拨向2。下图是几种常用开关的拓扑结构。这些电路的微波设计要考虑开关的寄生参数设计匹配网络,还要考虑器件的安装尺寸。串并联复合开关（a）SPST;（b）SP3T多掷开关(a)双刀双掷（DPDT）开关;多掷开关

(b)单刀四掷（SP4T）开关;多掷开关（c）单刀六掷（SP6T）开关大功率宽带开关2.开关驱动任何一种开关都有相应的驱动电路。驱动电路实际上是一个脉冲放大器,把控制信号(通常为TTL电平)放大后输出足够大的电流或足够高的电压。图是一种典型的PIN驱动电路,图（a）是电路基本结构,图（b）是一个具体电路,与图(a)电路相比增加了加速元件。PIN管正向偏压为＋5V,反向越大越好(如－25V变为－80V),可改善开关速度和通断比。实际中可以将PIN管反向加入电路,利用正高压－5V以降低对电源的要求。PIN管驱动电路一种单端匹配式单刀单掷功率开关的设计实现*在目前常见的PIN开关芯片中，大多数为反射式结构，匹配式结构较为少见。反射式结构开关因器件在关断状态时具有较大的回波损耗，易引起系统不稳定，因而在一些特定的结构中不被采用；而双端口匹配式结构开关因匹配网络的原因，又会增加一些不必要的插入损耗，引起器件电性能恶化。综合考虑这两种情况，可采用单端匹配式结构以解决此问题，使用时将匹配端口接在对反射敏感的一端，既可使系统降低不稳定的风险，又避免了复杂结构引入的指标恶化。设计背景*以下内容引自电子科技大学贾玉伟工程硕士论文<PIN功率开关的研制>2011设计指标工作频率：8～10GHz插入损耗：≤0.6dB隔离度：≥50dB1dB压缩点输入功率：≥30dBm输入/输出驻波比：≤1.5开关类型：SPST端口类型：单端匹配式PIN开关的端口匹配设计并联结构开关结构示意图当开关管开通时，并联二极管正向管子电阻很小，近似为对地短路；因而与负载50欧姆系统也不能匹配。这也就表现为当器件工作在关断状态时，驻波比会很大。开关关断时，二极管D1导通，对微波信号形成低阻，L1对微波信号形成高阻，从信号端口视入的阻抗主要为匹配电阻R1和二极管D1的串联阻抗，为使此端口在关断状态下与系统相匹配，选择R1的初始值为系统特性阻抗50Ω，通过计算和仿真以确定电阻值，因二极管D1存在串联阻抗，R1的实际阻值小于系统特性阻抗值。采用这一电路结构，可解决开关在关断状态下二极管与系统难匹配的问题。并联结构开关匹配电路对于串联式开关，也有类似的结构如图所示。其中R1、D1组成端口匹配网络，当D1关断时，端口的视入阻抗为R1和D1的并联等效值，合理选择R1的值，即可实现关断状态下管子和端口的匹配。串联结构开关匹配电路偏置网络的设计偏置网络1偏置网络2用的是电感、电阻和电容的组合，电感起高频扼流的作用，电阻控制电路的分压，调整直流回路的电流，电容起到滤波保护的作用。采用的是四分之一波长线、扇形短路线、电阻和电容的组合，合适尺寸的扇形线对于微波信号呈现短路特性，经过四分之一波长变换线后则对微波信号呈现高阻特性，从而实现了高频扼流的作用，代替了偏置网络1中的电感，电阻、电容的作用与偏置网络1中的相同。在微波频段，如果是单片集成电路设计，电感易于实现，而四分之一波长线和扇形线则会占用很大的芯片面积，这种情况下，多选择偏置网络1；如果是在分立结构的电路中，高品质，寄生参数低的电感则不易实现，而四分之一波长线和扇形线因其成本低和寄生小的特点而显现出优势，在这种情况下，多选用偏置网络2。模型版的建立依据工艺规则，设计了相同I层厚度，不同尺寸结面积的PIN二极管模型版，如图所示。其中的PIN二极管既有串联结构又有并联结构，图中从左到右的管子结面积逐渐增大。PIN二极管模型版在电路仿真设计之前先对该模型版进行了流片，并利用微波探针台进行了在片测试，串联结构PIN二极管开通和关断时的插入损耗分别示于下图串联结构PIN二极管开通状态插入损耗串联结构PIN二极管关断状态插入损耗对于串联结构PIN二极管，随着结面积的增大，插入损耗逐渐减小，同时隔离度也逐渐减小；并联结构PIN二极管与串联结构PIN二极管特性相反，即随着结面积的增大，插入损耗逐渐增大，同时隔离度也逐渐增大。电路结构的选择采用并联结构开关可以使PIN管N极直接接地，有利于器件散热，在处理微波功率正向信号所产生的热方面，相比于串联结构具有明显的优势，同时为提高器件的隔离度能力，需要在通路中多级级联PIN二极管，而并联结构的偏置电路设计比串联结构的偏置设计要简化的多，故电路采用四级PIN二极管并联的结构，结合上两节所介绍的端口匹配设计和偏置网络的设计，选定了电路的初步结构。单端匹配式开关的电路拓扑电容C1和C2起隔直作用，电容C3起滤波作用。R1为匹配电阻，电阻R2起偏置分压作用。电感L1、L2起微波扼流作用。微带传输线起到传输信号和阻抗匹配的作用。偏置电路由L2、R2和C3共同组成，L2为扼流电感，对于微波信号为高阻器件，抑制微波信号泄露，而对直流为低阻器件，R2为偏置分压电阻，因实际使用中系统提供电压多为+5V和-5V，与二极管正向导通电压相比有一定压差，为方便系统应用，并将总电流控制在20mA左右，通过欧姆定律R=U/I计算出分压电阻R2阻值，但在实际设计中应考虑电感等效电阻和带线等效电阻等，通过仿真与计算进行适当调整，C3为滤波电容，从此端口泄露的微波信号通过此电容旁路到地，可避免对电源产生干扰。口匹配网络由D1、R1和L1共同组成电路的功率容量分析因PIN二极管D1为电路承受微波功率的第一级，因而，电路的功率容量主要取决于PIN二极管D1的功率处理能力。PIN管正向等效电阻Rf近似为2Ω，管子的最大耗散功率近似为1.5W，假定管子工作在50Ω系统中，则器件正向的功率容量可计算得出：PamF=[50+(2×2)]2/(4×50×2)=7.29W由半导体特性图示仪测得管子的反向击穿电压近似为-35V。计算在-5V偏置条件下的反向功率容量为：PamR=[-35-(-5)]2/(2×50)=9W两者相比较取功率较小者，则该电路在-5V的偏置条件下最大可承受7.29W的功率。电路的仿真设计确定了电路拓扑结构后，利用电磁仿真软件ADS进行了仿真设计。其中，PIN二极管采用的是PIN二极管在片测试得到的S参数，利用ADS的S2P文件带入到仿真电路中，仿真时同时考虑了键合丝，接地孔等寄生参数的影响。在ADS的仿真原理图中，设置了仿真变量、衬底参数、优化类型、优化数量、优化目标，并且为原理图中的元件定义了参数，设置了优化范围。通过ADS软件对原理图的参数优化，可以了解到原理图中各参数的最佳取值范围，以及初步的芯片布局，在兼顾芯片的电性能和芯片面积的情况下，对芯片版图布局有了初步的考虑，再以此版图布局为基础，进一步完善了原理图的仿真，将微带线的拐弯、分支等细节都考虑进来。端口匹配网络的电路仿真原理图偏置网络的电路仿真原理图偏置网络的仿真结果偏置网络串入通路中是一个高通滤波网络，在所设计的频段只引入很小的损耗电路的版图设计设计结果利用ADS软件对电路版图进行了电磁场仿真，将如图所示的电路版图中去掉二极管原件，并在相应位置设置仿真端口，依据材料参数和