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DC-DC降压转换器

基础与设计流程DC-DC降压转换器

基础与设计流程2概述降压转换器基础能量传输波形伏秒平衡同步与异步/电流连续模式（CCM）与电流断续模式（DCM）经典控制结构电压模式电流模式理想转换器的器件选择功率电感功率MOSFET输出电容基于EXCEL的下载工具非理想转换器的器件选择2概述降压转换器基础降压转换器基础&Power!降压转换器基础&Power!4降压型DC-DC转换器基础输出电压低于输入电压包含两个开关、一个电感和一个输出电容在导通时间内，电感电流从输入流向输出。因电感两端承受正向电压，电感电流上升在关断时间内，电感电流从地流向输出。因电感两端承受反向电压，电感电流下降导通时间内储存在电感中的能量，在关断时间内向负载释放4降压型DC-DC转换器基础输出电压低于输入电压5DC-DC降压转换器：简化波形IONIOFFILICtontoffTVsw面积相等。稳态时VoutILOAD。ILIL2假设开关A和B由固定频率的互补方波信号驱动5DC-DC降压转换器：简化波形IONIOFFILICton6DC-DC降压转换器：伏秒平衡在稳态工作时，每个周期开始和结束时的电感电流都相等（伏秒平衡）在导通时间内：在关断时间内：占空比：ILIL6DC-DC降压转换器：伏秒平衡在稳态工作时，每个周期开始和7DC-DC降压转换器：

同步与异步/电流连续模式与电流断续模式

开关B可以是一个二极管或NMOS器件若开关B是二极管电感中不会有负电流在轻负载时进入电流断续模式（DCM）在低电流（<2A）时方案成本较低若开关B是MOSFET电感允许有负电流。

在全负载范围内均是电流连续模式（CCM）电流较高时，效率明显较高增加了门极驱动电路的复杂性轻负载效率非常低采用智能驱动防止反向电流，可使轻负载效率更高7DC-DC降压转换器：

同步与异步/电流连续模式与电流断续经典控制结构&Power!经典控制结构&Power!9DC-DC降压转换器：

电压模式控制我们需要在电源环路中引入一个负反馈进行扰动衰减电压模式下，脉宽调制（PWM）信号通过以下方式驱动功率开关：PWM信号频率固定——PWM信号的上升沿由振荡器设定PWM信号的下降沿通过比较输入控制电压和一个固定的锯齿波电压进行调制输入控制电压与输出电压的目标值和实际值之间的整体误差成正比9DC-DC降压转换器：

电压模式控制我们需要在电源环路中引10DC-DC降压转换器：

电压模式控制脉宽调制脉宽调制器电路与波形10DC-DC降压转换器：

电压模式控制脉宽调制脉宽调制器11电压模式控制：

负反馈定性评述11电压模式控制：

负反馈定性评述12LC滤波器将SW节点的PWM波形转换为输出电压所有电容均有等效串联电阻（ESR）输出电容的等效串联电阻向环路增益中加入零点零点对复数极点DC-DC降压转换器：电压模式控制

输出滤波器传递函数12LC滤波器将SW节点的PWM波形转换为输出电压零点对复数13DC-DC降压转换器：电压模式控制

输出滤波器传递函数13DC-DC降压转换器：电压模式控制

输出滤波器传递函数14DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿电压输出误差放大器III型补偿三个极点（一个在原点）两个零点*-假设为理想运放：增益带宽无限14DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿电压输出15DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿电压输出误差放大器III型补偿三个极点（一个在原点）两个零点提高了直流精度*-假设为理想运放：增益带宽无限15DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿电压输出16DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿16DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿17DC-DC降压转换器：电压模式控制

PWM直流增益脉宽调制器比较控制电压和锯齿波电压锯齿波电压峰值为VPK17DC-DC降压转换器：电压模式控制

PWM直流增益脉宽调18总增益是每一部分增益的乘积误差放大器增益：

调制器增益：LC滤波器增益：电压模式降压型DC-DC转换器的总环路增益DC-DC降压转换器：电压模式控制

总环路增益

18总增益是每一部分增益的乘积DC-DC降压转换器：电压模式19DC-DC降压转换器：电压模式控制

波特图19DC-DC降压转换器：电压模式控制

波特图20电压模式控制的

优势和挑战优势非常容易理解瞬态响应好环路增益与带前馈的Vin无关可获得比电流模式更高的闭环带宽最小导通时间和最小关断时间比电流模式明显缩短可以输入或输出电流（DDR）通常抖动较低环路增益元件容差低，无需调整挑战Vin不带前馈时（ADP182x）环路增益改变LC振荡若未衰减掉则有相位衰减稳定性依赖于ESR零点可能有问题未知输出电容能够轻易引起不稳定20电压模式控制的

优势和挑战优势21DC-DC降压转换器：电流模式控制采用电流模式控制PWM信号频率固定——PWM信号的上升沿由振荡器设定PWM信号的下降沿通过比较输入控制电压和一个等效电感电流信号进行调制输入控制电压与输出电流成正比21DC-DC降压转换器：电流模式控制采用电流模式控制22电流模式控制脉宽调制器电路与波形*所示为峰值电流模式我们将重温电流模式的变化22电流模式控制脉宽调制器*所示为峰值电流模式23电流模式控制

检测电流……

殊途同归低端开关导通电阻检测高端开关导通电阻检测低端检测电阻电感检测电阻高端检测电阻仿真电流23电流模式控制

检测电流……

殊途同归低端开关导通电阻24DC-DC降压转换器：电流模式控制

输出滤波器传递函数

LC滤波器将SW节点的PWM波形转换为输出电压，但因电感电流由PWM模块调节，电感充当电流源，传递函数中无复阻抗零点单极点（电压模式是对复数极点）24DC-DC降压转换器：电流模式控制

输出滤波器传递函数25DC-DC降压转换器：电流模式控制

II型补偿跨导误差放大器两个极点（一个非常低）一个零点25DC-DC降压转换器：电流模式控制

II型补偿跨导误26降压型DC-DC转换器电流模式环路增益脉宽调制器比较控制电压和电感电流26降压型DC-DC转换器电流模式环路增益脉宽调制器27DC-DC降压转换器电流模式控制

总环路增益总增益是每一部分增益的乘积误差放大器：

调制器：LC滤波器：电流模式降压型DC-DC转换器的总环路增益`*-不考虑高频采样极点27DC-DC降压转换器电流模式控制

总环路增益总增益是每28电流模式控制降

压转换器波特图若适当取消零点和极点28电流模式控制降

压转换器波特图若适当取消零点和极点29电流模式控制

优势与挑战优势通常电流模式控制本身具有限流特性补偿电流模式比电压模式简单增加电容通常不会导致不稳定（只是降低带宽）电流模式芯片可以更方便地用于多种拓扑结构减少了器件数量挑战检测电流需有最小导通和最小关断时间要求－减少了应用空间高带宽电流检测放大器对噪声敏感大多数情况下，电流模式转换器的带宽不如电压模式转换器高需要解决次谐波振荡不稳定问题通常抖动高于电压模式多开关之间串扰29电流模式控制

优势与挑战优势器件选择&Power!器件选择&Power!31DC-DC降压转换器选择MOSFET主要关注：温度稳定性设计尺寸或成本勿超过安全标准从何处开始？只需选择具有适当BVdss的FET经过进行几次设计流程后，您就会有一种直觉判断哪种适用或不适用31DC-DC降压转换器选择MOSFET32DC-DC降压转换器选择MOSFET

开关转换器的目标参数阈值电压Vgs(th)使源极和漏极之间形成导电沟道的最小门极偏置电压随温度升高而减小导通电阻Rds(on)在导通状态下源极和漏极之间的总阻抗确定额定电流和功耗的重要参数由于空穴以及电子活动性随温度升高而降低，导通电阻随温度升高而升高随门极对源极电压升高而降低Rds(on)具有正温度系数(0.7%/C–1%/C)并联操作的理想选择并联MOSFET趋向于均分电流漏极－源极击穿电压BVdss在关断状态下，器件不发生雪崩式击穿时能够承受的最大漏极－源极电压32DC-DC降压转换器选择MOSFET

开关转换器的目33DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFET消耗多少功率？

（近似）

功率FET主要产生两部分损耗，其一是导通损耗导通损耗=(Irms)2*Rds(on)降压转换器MOSFET的电流有效值Ihsrms=Iout*√(D*(1+1/3*(∆iL/Iout)2))

Ilsrms=Iout*√((1-D)*(1+1/3*(∆iL/Iout)2))

使用数据手册中相近Vgs驱动电压的Rds(on)最大值

33DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFE34DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFET消耗多少功率？

（近似）

功率FET主要产生两部分损耗，其二是开关损耗目标是尽可能在最高阻抗状态和最低阻抗状态之间迅速转换寄生电容Cgs和Cgd可减缓转换，因而引起与开关频率相关的功耗34DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFE35DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFET消耗多少功率？

（近似）

流经电感的电流及两端电压的乘积是三角波形此三角形的面积就是开关转换损耗Psw≈(Vin*Iout)*Fsw*(trise+tfall)/2

*更详细的

等式参见

演讲者注释35DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFE36DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我已算出FET的总损耗，是否太高了？FET的总损耗（近似）是开关损耗和导通损耗之和Ptot=Pconduction+Pswitch现在，我们已得到总损耗，因此可以确定对于热稳定性来说是否太高了。

答案是（和大多数事情一样）取决于具体情况。MOSFET制造商会在数据手册中规定一个最高结温（Tjmax）和结与环境之间的热阻（RӨjA）知道RӨjA

、估计环境温度（Tamb

）和Ptot后，就可以（非常）粗略地计算出结温（Tj），如下所示：

Tj=Tamb

+RӨjA*Ptot

若Tj>Tjmax，所选的FET不适用36DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我已算出FET37DC-DC降压转换器：选择MOSFET

封装表

您会发现结到环境的热阻（RӨjA）很大程度上依赖于封装

热阻RӨja（平均）*

尺寸成本DPAK(TO-252)50°C/W10mmx6.1mm低SO-870°C/W6mmx4.9mm中热增强型SO-850°C/W5.15mmx6.15mm高TSOP-690°C/W2.85mmx3mm中1206-8片式FET70°C/W3mmx1.8mm中SOT-23130°C/W2.5mmx2.9mm低

*受测器件安装在1平方英寸2盎司的铜箔上37DC-DC降压转换器：选择MOSFET

封装表

您会发现38DC-DC降压转换器：选择MOSFET

结论此时，您会得出以下三种结论之一：1.FET工作状况不错。它具有温度稳定性，并且功耗少，符合效率要求。太棒了！！！2.您选的FET会在应用中引发火灾3.您选的FET具有温度稳定性，但相对于效率要求，功耗太大。4.您选的FET功耗远低于其额定值，但针对应用要求可能尺寸太大或成本太高38DC-DC降压转换器：选择MOSFET

结论此时，您会得39DC-DC降压转换器：选择电感主要关注：温度稳定性铁芯不饱和峰峰值电感纹波不会导致输出电压纹波超出规格要求从何处开始？找出电感上的“伏”和“秒”来计算∆IL39DC-DC降压转换器：选择电感主要关注：40DC-DC降压转换器：选择电感

纹波电流∆IL通常是Iout的30％至100％∆IL越小，通常转换器越大、效率越高∆IL越大，通常转换器越小、效率越低∆IL越低，输出电容的等效串联电阻可以越高∆IL越高，输出电容的等效串联电阻必须越低ILILOADILICIL240DC-DC降压转换器：选择电感

纹波电流ILILOAD41DC-DC降压转换器：选择电感

饱和电感饱和了？Isat：相对与零电流时的电感量，电感降低x％（通常x≈20）时的直流电流若Isat<(Iout+∆IL/2)就可以，对吗？ 也许。请查看饱和曲线41DC-DC降压转换器：选择电感

饱和42DC-DC降压转换器：选择电感

功耗直流电阻交流电阻RCORELPDISS≈Irms2•DCRk为铁损常量f为频率（kHz）B为峰值磁通密度，kG(V*ΔT)*k1V为铁芯体积(cm3)通常是主要功耗可能是主要功耗42DC-DC降压转换器：选择电感

功耗直流电阻交流电阻R43DC-DC降压转换器：选择电感

铁芯功耗铁损取决于

铁芯材料、电流有效值、

峰峰值电感纹波

和开关频率制造商铁损计算数据集成到

设计工具中

直流电阻损耗一目了然

Pdiss=Irms^2*DCR

43DC-DC降压转换器：选择电感

铁芯功耗铁损取决于

铁44DC-DC降压转换器：选择输出电容主要关注：温度稳定性考虑所有的降容流经等效串联电阻的峰峰值电感纹波电流不会导致输出电压纹波超出规格要求从何处开始？找出必须满足输出电压纹波要求的最大等效串联电阻44DC-DC降压转换器：选择输出电容主要关注：45DC-DC降压转换器：选择输出电容

各类电容表现各异选择铝电解电容+/-成本最低，但尺寸最大+可用容值大-使用寿命和温度范围有限-从25℃开始容值下降，低额定有效值选择陶瓷电容+/-尺寸小，但容值也小+低等效串联电阻，高额定有效值+使用寿命长，温度稳定性好（X7R）-施加的电压升高，容值降低-等效串联电阻随频率变化混合电容和钽电容+/-任意价格、任意低压规格+容值和等效串联电阻稳定-颜色漂亮，但若忽视规格要求会有难闻的气味45DC-DC降压转换器：选择输出电容

各类电容表现各异选46DC-DC降压转换器：选择输出电容

MLCC降容不了解降容曲线会导致不稳定或不符合规格要求46DC-DC降压转换器：选择输出电容

MLCC降容不了解47DC-DC降压转换器：选择输出电容

瞬态响应问题：确定因负载释放或投入引起的输出电压偏移极度非线性问题数据手册数据手册中可能会提供一次等式，但很难做到精确解决方案：构建一个基于时间的仿真器让我为您介绍ADI公司的DC-DC设计工具47DC-DC降压转换器：选择输出电容

瞬态响应问题：基于EXCEL的下载工具&Power!基于EXCEL的下载工具&Power!49DC-DC降压转换器：实际降压转换器模型49DC-DC降压转换器：实际降压转换器模型50DC-DC降压转换器：可用下载工具

可以提供基于EXCEL的降压转换器设计工具异步降压转换器ADP18643.15v至14v输入范围；0.8至14vVout范围；0至10AIout范围支持不同的输出电容，并进行自动补偿ADP30503.6V至30V输入范围，>1A输出同步降压转换器－ADP2102/5/6/7、ADP2108、ADP2114/6<5.5V输入，最高4A输出；非常适合电池操作通过自动补偿实现最佳性能线性调节器－ADP12x/13x/15x/17x、ADP170x、ADP33xx、ADP667、ADP175x、ADP174x输入电压最高28V，输出电流最高2AADIsimPower的应用空间相当广阔50DC-DC降压转换器：可用下载工具可以提供基于EXCEDC-DC降压转换器

基础与设计流程DC-DC降压转换器

基础与设计流程52概述降压转换器基础能量传输波形伏秒平衡同步与异步/电流连续模式（CCM）与电流断续模式（DCM）经典控制结构电压模式电流模式理想转换器的器件选择功率电感功率MOSFET输出电容基于EXCEL的下载工具非理想转换器的器件选择2概述降压转换器基础降压转换器基础&Power!降压转换器基础&Power!54降压型DC-DC转换器基础输出电压低于输入电压包含两个开关、一个电感和一个输出电容在导通时间内，电感电流从输入流向输出。因电感两端承受正向电压，电感电流上升在关断时间内，电感电流从地流向输出。因电感两端承受反向电压，电感电流下降导通时间内储存在电感中的能量，在关断时间内向负载释放4降压型DC-DC转换器基础输出电压低于输入电压55DC-DC降压转换器：简化波形IONIOFFILICtontoffTVsw面积相等。稳态时VoutILOAD。ILIL2假设开关A和B由固定频率的互补方波信号驱动5DC-DC降压转换器：简化波形IONIOFFILICton56DC-DC降压转换器：伏秒平衡在稳态工作时，每个周期开始和结束时的电感电流都相等（伏秒平衡）在导通时间内：在关断时间内：占空比：ILIL6DC-DC降压转换器：伏秒平衡在稳态工作时，每个周期开始和57DC-DC降压转换器：

同步与异步/电流连续模式与电流断续模式

开关B可以是一个二极管或NMOS器件若开关B是二极管电感中不会有负电流在轻负载时进入电流断续模式（DCM）在低电流（<2A）时方案成本较低若开关B是MOSFET电感允许有负电流。

在全负载范围内均是电流连续模式（CCM）电流较高时，效率明显较高增加了门极驱动电路的复杂性轻负载效率非常低采用智能驱动防止反向电流，可使轻负载效率更高7DC-DC降压转换器：

同步与异步/电流连续模式与电流断续经典控制结构&Power!经典控制结构&Power!59DC-DC降压转换器：

电压模式控制我们需要在电源环路中引入一个负反馈进行扰动衰减电压模式下，脉宽调制（PWM）信号通过以下方式驱动功率开关：PWM信号频率固定——PWM信号的上升沿由振荡器设定PWM信号的下降沿通过比较输入控制电压和一个固定的锯齿波电压进行调制输入控制电压与输出电压的目标值和实际值之间的整体误差成正比9DC-DC降压转换器：

电压模式控制我们需要在电源环路中引60DC-DC降压转换器：

电压模式控制脉宽调制脉宽调制器电路与波形10DC-DC降压转换器：

电压模式控制脉宽调制脉宽调制器61电压模式控制：

负反馈定性评述11电压模式控制：

负反馈定性评述62LC滤波器将SW节点的PWM波形转换为输出电压所有电容均有等效串联电阻（ESR）输出电容的等效串联电阻向环路增益中加入零点零点对复数极点DC-DC降压转换器：电压模式控制

输出滤波器传递函数12LC滤波器将SW节点的PWM波形转换为输出电压零点对复数63DC-DC降压转换器：电压模式控制

输出滤波器传递函数13DC-DC降压转换器：电压模式控制

输出滤波器传递函数64DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿电压输出误差放大器III型补偿三个极点（一个在原点）两个零点*-假设为理想运放：增益带宽无限14DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿电压输出65DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿电压输出误差放大器III型补偿三个极点（一个在原点）两个零点提高了直流精度*-假设为理想运放：增益带宽无限15DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿电压输出66DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿16DC-DC降压转换器：电压模式控制

III型补偿67DC-DC降压转换器：电压模式控制

PWM直流增益脉宽调制器比较控制电压和锯齿波电压锯齿波电压峰值为VPK17DC-DC降压转换器：电压模式控制

PWM直流增益脉宽调68总增益是每一部分增益的乘积误差放大器增益：

调制器增益：LC滤波器增益：电压模式降压型DC-DC转换器的总环路增益DC-DC降压转换器：电压模式控制

总环路增益

18总增益是每一部分增益的乘积DC-DC降压转换器：电压模式69DC-DC降压转换器：电压模式控制

波特图19DC-DC降压转换器：电压模式控制

波特图70电压模式控制的

优势和挑战优势非常容易理解瞬态响应好环路增益与带前馈的Vin无关可获得比电流模式更高的闭环带宽最小导通时间和最小关断时间比电流模式明显缩短可以输入或输出电流（DDR）通常抖动较低环路增益元件容差低，无需调整挑战Vin不带前馈时（ADP182x）环路增益改变LC振荡若未衰减掉则有相位衰减稳定性依赖于ESR零点可能有问题未知输出电容能够轻易引起不稳定20电压模式控制的

优势和挑战优势71DC-DC降压转换器：电流模式控制采用电流模式控制PWM信号频率固定——PWM信号的上升沿由振荡器设定PWM信号的下降沿通过比较输入控制电压和一个等效电感电流信号进行调制输入控制电压与输出电流成正比21DC-DC降压转换器：电流模式控制采用电流模式控制72电流模式控制脉宽调制器电路与波形*所示为峰值电流模式我们将重温电流模式的变化22电流模式控制脉宽调制器*所示为峰值电流模式73电流模式控制

检测电流……

殊途同归低端开关导通电阻检测高端开关导通电阻检测低端检测电阻电感检测电阻高端检测电阻仿真电流23电流模式控制

检测电流……

殊途同归低端开关导通电阻74DC-DC降压转换器：电流模式控制

输出滤波器传递函数

LC滤波器将SW节点的PWM波形转换为输出电压，但因电感电流由PWM模块调节，电感充当电流源，传递函数中无复阻抗零点单极点（电压模式是对复数极点）24DC-DC降压转换器：电流模式控制

输出滤波器传递函数75DC-DC降压转换器：电流模式控制

II型补偿跨导误差放大器两个极点（一个非常低）一个零点25DC-DC降压转换器：电流模式控制

II型补偿跨导误76降压型DC-DC转换器电流模式环路增益脉宽调制器比较控制电压和电感电流26降压型DC-DC转换器电流模式环路增益脉宽调制器77DC-DC降压转换器电流模式控制

总环路增益总增益是每一部分增益的乘积误差放大器：

调制器：LC滤波器：电流模式降压型DC-DC转换器的总环路增益`*-不考虑高频采样极点27DC-DC降压转换器电流模式控制

总环路增益总增益是每78电流模式控制降

压转换器波特图若适当取消零点和极点28电流模式控制降

压转换器波特图若适当取消零点和极点79电流模式控制

优势与挑战优势通常电流模式控制本身具有限流特性补偿电流模式比电压模式简单增加电容通常不会导致不稳定（只是降低带宽）电流模式芯片可以更方便地用于多种拓扑结构减少了器件数量挑战检测电流需有最小导通和最小关断时间要求－减少了应用空间高带宽电流检测放大器对噪声敏感大多数情况下，电流模式转换器的带宽不如电压模式转换器高需要解决次谐波振荡不稳定问题通常抖动高于电压模式多开关之间串扰29电流模式控制

优势与挑战优势器件选择&Power!器件选择&Power!81DC-DC降压转换器选择MOSFET主要关注：温度稳定性设计尺寸或成本勿超过安全标准从何处开始？只需选择具有适当BVdss的FET经过进行几次设计流程后，您就会有一种直觉判断哪种适用或不适用31DC-DC降压转换器选择MOSFET82DC-DC降压转换器选择MOSFET

开关转换器的目标参数阈值电压Vgs(th)使源极和漏极之间形成导电沟道的最小门极偏置电压随温度升高而减小导通电阻Rds(on)在导通状态下源极和漏极之间的总阻抗确定额定电流和功耗的重要参数由于空穴以及电子活动性随温度升高而降低，导通电阻随温度升高而升高随门极对源极电压升高而降低Rds(on)具有正温度系数(0.7%/C–1%/C)并联操作的理想选择并联MOSFET趋向于均分电流漏极－源极击穿电压BVdss在关断状态下，器件不发生雪崩式击穿时能够承受的最大漏极－源极电压32DC-DC降压转换器选择MOSFET

开关转换器的目83DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFET消耗多少功率？

（近似）

功率FET主要产生两部分损耗，其一是导通损耗导通损耗=(Irms)2*Rds(on)降压转换器MOSFET的电流有效值Ihsrms=Iout*√(D*(1+1/3*(∆iL/Iout)2))

Ilsrms=Iout*√((1-D)*(1+1/3*(∆iL/Iout)2))

使用数据手册中相近Vgs驱动电压的Rds(on)最大值

33DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFE84DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFET消耗多少功率？

（近似）

功率FET主要产生两部分损耗，其二是开关损耗目标是尽可能在最高阻抗状态和最低阻抗状态之间迅速转换寄生电容Cgs和Cgd可减缓转换，因而引起与开关频率相关的功耗34DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFE85DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFET消耗多少功率？

（近似）

流经电感的电流及两端电压的乘积是三角波形此三角形的面积就是开关转换损耗Psw≈(Vin*Iout)*Fsw*(trise+tfall)/2

*更详细的

等式参见

演讲者注释35DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我的MOSFE86DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我已算出FET的总损耗，是否太高了？FET的总损耗（近似）是开关损耗和导通损耗之和Ptot=Pconduction+Pswitch现在，我们已得到总损耗，因此可以确定对于热稳定性来说是否太高了。

答案是（和大多数事情一样）取决于具体情况。MOSFET制造商会在数据手册中规定一个最高结温（Tjmax）和结与环境之间的热阻（RӨjA）知道RӨjA

、估计环境温度（Tamb

）和Ptot后，就可以（非常）粗略地计算出结温（Tj），如下所示：

Tj=Tamb

+RӨjA*Ptot

若Tj>Tjmax，所选的FET不适用36DC-DC降压转换器：选择MOSFET

我已算出FET87DC-DC降压转换器：选择MOSFET

封装表

您会发现结到环境的热阻（RӨjA）很大程度上依赖于封装

热阻RӨja（平均）*

尺寸成本DPAK(TO-252)50°C/W10mmx6.1mm低SO-870°C/W6mmx4.9mm中热增强型SO-850°C/W5.15mmx6.15mm高TSOP-690°C/W2.85mmx3mm中1206-8片式FET70°C/W3mmx1.8mm中SOT-23130°C/W2.5mmx2.9mm低

*受测器件安装在1平方英寸2盎司的铜箔上37DC-DC降压转换器：选择MOSFET

封装表

您会发现88DC-DC降压转换器：选择MOSFET

结论此时，您会得出以下三种结论之一：1.FET工作状况不错。它具有温度稳定性，并且功耗少，符合效率要求。太棒了！！！2.您选的FET会在应用中引发火灾3.您选的FET具有温度稳定性，但相对于效率要求，功耗太大。4.您选的FET功耗远低于其额定值，但针对应用要求可能尺寸太大或成本太高38DC-DC降压转换器：选择MOSFET

结论此时，您会得89DC-DC降压转换器：选择电感主要关注：温度稳定性铁芯不饱和峰峰值电感纹波不会导致输出电压纹波超出规格要求从何处开始？找出电感上的“伏”和“秒”来计算∆IL39DC-DC降压转换器：选择电感主要关注：90DC-DC降压转换器：选择电感

纹波电流∆IL通常是Iout的30％至100％∆IL越小，通常转换器越大、效率越高∆IL越大，通常转换器越小、效率越低∆IL越低，输出电容的等效串联电阻可以越高∆IL越高，输出电容的等效串联电阻必须越低ILILOADILICIL240DC-DC降压转换器：选择电感

纹波电流ILILOAD91DC-DC降压转换器：选择电感

饱和电感饱和了？Isat：相对与零电流时的电感量，电感降低x％（通常x≈20）时的直流电流若Isat<(Iout+∆IL/2)就可以，对吗？ 也许。请查看饱和曲线41DC-DC降压转换器：选择电感

饱和92DC