精通开关电源设计笔记（可编辑）

精通开关电源设计笔记?精通开关电源设计?笔记三种根底拓扑buckboostbuck-boost的电路根底电感的电压公式＝推出ΔI＝V×ΔTLsw闭合时电感通电电压VON闭合时间tONsw关断时电感电压VOFF关断时间tOFF功率变换器稳定工作的条件ΔION＝ΔIOFF即电感在导通和关断时其电流变化相等那么由12的公式可知VON＝L×ΔIONΔtONVOFF＝L×ΔIOFFΔtOFF那么稳定条件为伏秒定律VON×tON＝VOFF×tOFF周期T频率fT＝1f占空比D＝tONT＝tONtON＋tOFF→tON＝Df＝TD→tOFF＝1－Df电流纹波率rP5152r＝ΔIIL＝2IACIDC对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值ΔI＝EtLμHEt＝V×ΔT时间为微秒为伏微秒数LμH为微亨电感单位便于计算r＝EtIL×LμH→IL×LμH＝Etr→LμH＝EtrIL都是由电感的电压公式推导出来r选值一般04比拟适宜具体见P53电流纹波率r＝ΔIIL＝2IACIDC在临界导通模式下IAC＝IDC此时r＝2见P51r＝ΔIIL＝VON×DLfIL＝VOＦＦ×1－DLfIL→L＝VON×DrfIL电感量公式L＝VOＦＦ×1－DrfIL＝VON×DrfIL设置r应注意几个方面AIPK＝1＋r2×IL≤开关管的最小电流此时r的值小于04造成电感体积很大B保证负载电流下降时工作在连续导通方式P24-26最大负载电流时r＝ΔIIL当r＝2时进入临界导通模式此时r＝ΔIIx＝2→负载电流Ix＝r2IL时进入临界导通模式例如最大负载电流3Ar＝04那么负载电流为042×3＝06A时进入临界导通模式防止进入临界导通模式的方法有1减小负载电流2减小电感会减小ΔI那么减小r3增加输入电压P63电感的能量处理能力12×L×I2电感的能量处理能力用峰值电流计算12×L×I2PK防止磁饱和确定几个值r要考虑最小负载时的r值负载电流ILIPK输入电压范围VIN输出电压VO最终确认L的值根本磁学原理P71――以后花时间慢慢看?电磁场与电磁波?用于EMC和变压器H场也称磁场强度场强磁化力叠加场等单位AmB场磁通密度或磁感应单位是特斯拉T或韦伯每平方米Wbm2恒定电流I的导线每一线元dl在点p所产生的磁通密度为dB＝k×I×dl×aRR2dB为磁通密度dl为电流方向的导线线元aR为由dl指向点p的单位矢量距离矢量为RR为从电流元dl到点p的距离k为比例常数在SI单位制中k＝μ04μ04×10-7Hm为真空的磁导率那么代入k后dB＝μ0×I×dl×R4R3对其积分可得B＝磁通量通过一个外表上B的总量Φ＝如果B是常数那么Φ＝BAA是外表积H＝Bμ→B＝μHμ是材料的磁导率空气磁导率μ04×10-7Hm法拉第定律楞次定律电感电压V与线圈匝数N成正比与磁通量变化率V＝N×dΦdt＝NA×dBdt线圈的电感量通过线圈的磁通量相对于通过它的电流的比值LHNΦI磁通量Φ与匝数N成正比所以电感量L与匝数N的平方成正比这个比例常数叫电感常数用AL表示它的单位是nH匝数2有时也用nH1000匝数2LALN210-9H所以增加线圈匝数会急剧增加电感量假设H是一闭合回路可得该闭合回路包围的电流总量Hdl＝IA安培环路定律结合楞次定律和电感等式可得到V＝N×dΦdt＝NA×dBdt＝L×dIdt可得功率变换器2个关键方程ΔB＝LΔINA非独立电压方程→B＝LINAΔB＝VΔtNA独立电压方程→BAC＝ΔB2＝VON×D2NAf见P72-73N表示线圈匝数A表示磁心实际几何面积通常指中心柱或磁心资料给出的有效面积AeBPK＝LIPKNA不能超过磁心的饱和磁通密度由公式知道大的电感量需要大的体积否那么只增加匝数不增加体积会让磁心饱和磁场纹波率对应电流纹波率rr＝2IACIDC＝2BACBDCBPK＝1＋r2BDC→BDC＝2BPKr＋2BPK＝1＋2rBAC→BAC＝rBPKr＋2→ΔB＝2BAC＝2rBPKr＋2磁心损耗决定于磁通密度摆幅ΔB开关频率和温度磁心损耗＝单位体积损耗×体积具体见P75-76Buck电路电容的输入输出平均电流为0在整个周期内电感平均电流＝负载平均电流所以有IL＝Io二极管只在sw关断时流过电流所以ID＝IL×1－D那么平均开关电流Isw＝IL×D由基尔霍夫电压定律知Sw导通时VIN＝VON＋VO＋VSW→VON＝VIN－VO－VSW≈VIN－VO假设VSW相比足够小VO＝VIN－VON－VSW≈VIN－VONSw关断时VOFF＝VO＋VD→VO＝VOFF－VD≈VOFF假设VD相比足够小由34可得D＝tONtON＋tOFF＝VOFFVOFF＋VON由8可得D＝VOVIN－VO＋VOD＝VOVIN10直流电流IDC＝电感平均电流IL即IDC≡IL＝Io见511纹波电流IAC＝ΔI2＝VIN1－DD2Lf＝VO1－D2Lf由1349得ΔI＝VON×tONL＝VIN－VO×DLf＝VIN－DVIN×DLf＝VIN1－DDLfΔItON＝VONL＝VIN－VOLΔI＝VOFF×tOFFL＝VOT1－DL＝VO1－DLfΔItOFF＝VOFFL＝VOL12电流纹波率r＝ΔIIL＝2IACIDC在临界导通模式下IAC＝IDC此时r＝2见P51r＝ΔIIL＝VON×DLfIL＝VIN－VO×DLfIL＝VOＦＦ×1－DLfIL＝VO×1－DLfIL13峰峰电流IPP＝ΔI＝2IAC＝r×IDC＝r×IL14峰值电流IPK＝IDC＋IAC＝1＋r2×IDC＝1＋r2×IL＝1＋r2×IO最恶劣输入电压确实定VOIo不变VIN对IPK的影响D＝VOVINVIN增加↑→D↓→ΔI↑IDC＝IO不变所以IPK↑要在VIN最大输入电压时设计buck电路p49-51例题变压器的电压输入范围是15-20v输出电压为5v最大输出电流是5A如果开关频率是200KHZ那么电感的推荐值是多大解也可以用伏微秒数快速求解见P69buck电路在VIN20V时设计电感由9得到D＝VOVIN＝520＝025LVO×1－DrfIL＝51-0250420010359375μHIPK＝1＋r2×IO＝10425＝6A需要9375μH6A附近的电感例题buck变换器电压输入范围是18-24v输出电压为12v最大负载电流是1A期望电流纹波率为03最大负载电流处假设VSW＝15VVD＝05V并且f＝150KHz那么选择一个产品电感并验证这些应用解buck电路在最大输入电压VIN＝24V时设计二极管只在sw关断时流过电流＝负载电流所以ID＝IL×1－D＝IO那么平均开关电流Isw＝IL×D由基尔霍夫电压定律知Sw导通时VIN＝VON＋VSW→VON＝VIN－VSWVON≈VIN假设VSW相比足够小Sw关断时VOFF＋VIN＝VO＋VD→VO＝VOFF＋VIN－VDVO≈VOFF＋VIN假设VD相比足够小VOFF＝VO＋VD－VINVOFF≈VO－VIN由34可得D＝tONtON＋tOFF＝VOFFVOFF＋VON由17可得D＝VO－VINVO－VIN＋VIN＝VO－VINVO→VIN＝VO×1－D19直流电流IDC＝电感平均电流IL即IDC＝IO1－D20纹波电流IAC＝ΔI2＝VIN×D2Lf＝VO1－DD2Lf由1341718得ΔI＝VON×tONL＝VIN×TDL＝VIN×DLfΔItON＝VONL＝VINLΔI＝VOFF×tOFFL＝VO－VINT1－DL＝VO1－DDLfΔItOFF＝VOFFL＝VO－VINL21电流纹波率r＝ΔIIL＝2IACIDC在临界导通模式下IAC＝IDC此时r＝2见P51r＝ΔIIL＝VON×DLfIL＝VOＦＦ×1－DLfIL→L＝VON×DrfILr＝VON×DLfIL＝VIN×DLfILVOＦＦ×1－DLfIL＝VO－VIN×1－DLfIL电感量公式L＝VOＦＦ×1－DrfIL＝VON×DrfILr的最正确值为04见P5222峰峰电流IPP＝ΔI＝2IAC＝r×IDC＝r×IL23峰值电流IPK＝IDC＋IAC＝1＋r2×IDC＝1＋r2×IL＝1＋r2×IO1－D最恶劣输入电压确实定要在VIN最小输入电压时设计boost电路p49-51例题输入电压范围12-15V输出电压24V最大负载电流2A开关管频率分别为100KHz200KHz1MHz那么每种情况下最适宜的电感量分别是多少峰值电流分别是多大能量处理要求是什么解只考虑最低输入电压时即VIN＝12V时D＝VO－VINVO＝24-1224＝05IL＝IO1－D＝21-05＝4A假设r＝04那么IPK＝1＋r2×IL＝1052×4＝48A电感量L＝VON×μH＝37510－6Hf＝200KHzL＝1875μHf＝1MHzL＝375μH24二极管只在sw关断时流过电流＝负载电流所以ID＝IL×1－D＝IO25那么平均开关电流Isw＝IL×D由基尔霍夫电压定律知Sw导通时VIN＝VON＋VSW→VON＝VIN－VSW≈VIN假设VSW相比足够小Sw关断时VOFF＝VO＋VD→VO＝VOFF－VD≈VOFF假设VD相比足够小VOFF≈VO27由34可得D＝tONtON＋tOFF＝VOFFVOFF＋VON由26可得D＝VOVO＋VIN→VIN＝VO×1－DD28直流电流IDC＝电感平均电流IL即IDC≡IL＝IO1－D29纹波电流IAC＝ΔI2＝VIN×D2Lf＝VO1－D2Lf由1342627得ΔI＝VON×tONL＝VIN×TDL＝VIN×DLfΔItON＝VONLVINLΔI＝VOFF×tOFFL＝VOT1－DL＝VO1－DLfΔItOFF＝VOFFL＝VOL30电流纹波率r＝ΔIIL＝2IACIDC在临界导通模式下IAC＝IDC此时r＝2见P51r＝ΔIIL＝VON×DLfIL＝VOＦＦ×1－DLfIL→L＝VON×DrfILr＝VON×DLfIL＝VIN×DLfILr＝VOＦＦ×1－DLfILVO×1－DLfIL31峰峰电流IPP＝ΔI＝2IAC＝r×IDC＝r×IL32峰值电流IPK＝IDC＋IAC＝1＋r2×IDC＝1＋r2×IL＝1＋r2×IO1－D最恶劣输入电压确实定要在VIN最小输入电压时设计buck-boost电路p49-51第3章离线式变换器设计与磁学技术在正激和反激变换器中变压器的作用1电网隔离2变压器匝比决定恒比降压转换功能绕组同名端当一个绕组的标点端电压升至某一较高值时另一个绕组标点端电压也会升至较高值同样所有标点端电压也可以同一时间变低因为它们绕组不相连但在同一个磁心上磁通量的变化相同P89漏感可看作与变压器一次电感串联的寄生电感开关关断的时刻流过这两个电感的电流为IPKP也即为一次电流峰值然而当开关关断时一次电感所存储的能量可沿续流通路通过输出二极管传递但是漏感能量却无传递通路所以就以高压尖峰形式表现出来一般把尖峰简单的消耗掉反激变换器P93 一次等效模型 二次等效模型 Vin VIN VINRVINn i_in IIN IINRIINn Cin CIN n2CIN l Lp LsLpn2 Vsw Vsw Vswn Vo VORVOn VO i_out IORIOn IO 中心值 IOR1-DIO[n1-D] IO1-D Co Con2 Co Vd VDn VD 占空比 D D 纹波率 r r 反激在轻负载时进入DCM在重载时进入CCM模式例子P9674w的常用输入90VAC～270VAC反激变换器欲设计输出为5A10A和12V2A设计适宜的反激变压器假定开关频率为150KHz同时尽量使用较经济的额定值为600V的MOSFET解反激可简化为buck－boost拓扑1确定VOR和VZ最大输入电压时加在变化器上的整流直流电压是VIN＝VAC270382VMosfet的额定电压600v裕量取30v漏极的尖峰电压为VIN＋VZ＝382VZ≤570VZ≤188V需选取标准的180v稳压管VZVOR＝14时稳压管消耗明显下降那么VOR＝VZ14＝128V匝比假设5V输出二极管正向压降为06V那么匝比为n＝VORVO＋VD＝128506＝2286最大占空比理论值VINMIN＝VAC90127VDVORVORVINMIN12812812705这时为100％效率一次与二次有效负载电流假设输出功率集中在5V其负载电流为IO＝745≈15A一次输入负载电流为IOR＝IOn＝152286＝0656A占空比输入功率PIN＝Po效率＝7407＝1057W平均输入电流IIN＝PINVIN＝1057127＝0832AIIND＝ILR因为输入电流只在开关导通时才有IOR1－D＝ILR因为输出电流只在开关断开时才有IIND＝IOR1－D→D＝IINIIN＋IOR＝083208320656＝0559一次和二次电流斜坡实际中心值二次电流斜坡中心值为集中功率时IL＝IO1－D＝151－0559＝3401A一次电流斜坡中心值ILR＝ILn＝34012286＝1488A峰值开关电流取r＝05那么IPK＝1＋r2×ILR＝125×1488＝186A伏秒数输入电压为VINMIN时VON＝VIN＝127V导通时间tON＝Df＝0559150103＝3727μs所以伏秒数为Et＝VON×tON＝127×3727＝473Vμs一次电感LμH＝EtrILR＝473051488＝636μH离线式变压器需降低高频铜耗减小变压器体积等各种原因r通常取05磁心选择P99为经验公式待实践磁心面积Ae＝111CM2匝数如前面的电压相关方程B＝LINA那么N＝LIBA此时的B应该为ΔBLI＝伏秒数EtΔB＝2BAC＝2rBPKr＋2铁氧体磁心BPK≤03T那么有一次绕组匝数和书上的计算公式不一样需要公式变换np＝LIΔBAe＝Et[2rBPKr＋2]A＝12rEt2BPKAe＝47310-6120520311110-4＝355匝那么5V输出的匝数是ns＝npn＝3552286＝155匝≈2匝取整数反过来计算np＝nsn＝22286＝4572≈46匝12V绕组的匝数是[12＋15＋06]2464≈5匝二极管压降分别取1V和06V实际的磁通密度变化范围ΔB＝LINA＝EtNA＝00926TBPK＝ΔBr＋22r＝02315T磁隙磁芯间距导线规格和铜皮厚度选择是个问题后续看反激电源设计实例34006820的待机局部变压器1100387720w待机电源5V4A超薄电源用要求变压器体积小待机电流小于30mA开关频率67KHz电压输入范围85-264VAC650V的芯片内置MOSFET1假设效率η＝075Po＝20WPin＝Poη＝20075＝26667W2DC电压输入范围最小输入电压VDCMIN＝85＝12021V如下列图电容充电的问题电压有10％－15％的变化所以VDCMIN＝1202109＝1082VVDC＝264＝3733V3确定最大占空比D在CCM下一般D小于05防止谐波振荡取典型值D＝043反射电压VRO＝[D1－D]×VDCMIN9067V公式原理是初级次级绕在同一个磁心上其磁通总量△Φ相等P90变压器的磁心面积一样不同的就是匝数初级的△Φp＝△BpAe＝△BsAe＝△Φs次级的磁通总量△Bp＝VΔtNA＝VINtONNpAe＝VDCMINDfNpAe在开关导通时间△Bs＝VotOFFNsAe＝VoVF1－DfNsAe在开关断开时间推出VDCMINDNp＝VoVF1－DNs匝比n＝NpNsVDCMIND[VoVF1－D]＝154实际为14VRO＝nVoVFVDCMIND1－D＝1082043057＝81625V4变压器的初级电感Lp反激有CCM和DCM两种工作模式随负载和输入电压的变化而变化超薄电源为将变压器最小化将初级电感取小在最小输入电压时将电路工作在临界导通模式那么正常工作时都是在DCM模式此时电流的纹波率r＝2L＝VON×tON△I＝VIN×DfrIL＝VIN×DfrPINDVIN＝VINMIN×D2frPINμH实际600μH5确定磁芯和初级线圈的最小匝数选择磁心有有几种不同的公式有算磁心体积的有算磁心截面积和开窗面积乘积的总之要适应本电源的实际应用就要选择扁平的磁心?精通开关电源设计?提供的公式磁心体积Ve＝[072r2r]PINff单位为KHzp99Ve＝2229mm3实际选择变压器要求是扁平的形状压低高度利于超薄电源设计Np＝12rVOND2BPKAef＝12rVINMIND2BPKAefP100P72规格书没有磁心的Ae实际测量的为Ae＝141mm2供给商提供的实际变压器为28匝6确定输出匝数匝比n＝NpNs＝VROVo＋VF＝90675106＝1591实际为14那么5V输出的匝数为Ns＝2461591＝155那么为2匝1匝漏感大实际是2匝那么Np＝21591＝3182＝32匝实际28匝VCC匝数为n＝VCC＋VFVo＋VF＝16065106＝291NVCC＝2291＝582＝6匝实际为7匝磁心气隙计算也有不同的计算方式第5章导通损耗和开关损耗开关损耗与开关频率成正比Vgs电压增大到超过MOSFET提供的最大负载电流值后那么是过驱动有助于减小导通电阻MOSFET导通关断的损耗过程P145导通过程中开关两端电压直到电流转换完成才开始变化即VI有交迭关断过程中直到开关两端电压转换完成其电流转换才开始导通损耗mosfet的导通损耗与占空比有关与频率无关寄生电容有效输入电容Ciss输出电容Coss反向传输电容Crss他们与极间电容的关系如下Ciss＝Cgs＋CgdCoss＝Cds＋CgdCrss＝Cgd那么有下式CissCossCrss在产品资料中有Cgd＝CrssCgs＝Ciss－CrssCds＝Coss－Crss门极开启电压Vtmosfet的栅极有开启电压只有栅极电压超过开启电压才能使mosfet完全导通即把流过mosfet的电流超过1mA时的状态定义为导通状态所以传导方程要改g＝IdVgs→g＝IdVgs－Vt如上图简化模型mosfet导通和关断各有4个阶段P150导通是Id电流先增加t2Vd电压后减小t3电流增加时间是对Cg充电从Vt到Vt＋Iog的时间电压减小的时间是利用Cgd流出电流＝驱动电阻电流关断是Vd电压先增加t2Id电流后减少t3电压增加时间是利用Cgd流出电流＝驱动电阻电流电流减少是Cg放电从Vt＋Iog到Vt的时间t1阶段导通过程t1Vgs从0上升到开启电压Vt对Cg＝Cgs＋Cgd充电关断过程t1Vgs下降到最大电流时电压Vt＋IogCg＝Cgs＋Cgd放电t2阶段有交越损耗导通过程t2Id从0上升到Io＝gVgs－VtVgs继续上升到Vt＋Iog对Cg＝Cgs＋Cgd充电Vd因漏感出现小尖峰其余Vd＝Vin不变t2是对Cg充电从Vt到Vt＋Iog的时间关断过程t2Vgs被钳位于Vt＋Iog不变因为Io不变Vgs＝Vt＋Io×g也不变所以Cgs没有电流Vd从0变至Vin所以有电流流过Cgd注入栅极同时有同样电流通过Rdrive流出t2时间由I＝Cdvdt＝t由上行知道Vt＋Iog－VsatRdriveVsat为驱动电路的晶体管导通电压一般为02v那么t2阶段时间为＝Cgs×Vin×RdriveVt＋Iog－Vsatt3阶段有交越损耗导通过程t3Vgs被钳位于Vt＋Iog不变因为Id＝Io不变Vgs＝Vt＋Io×g也不变所以Cgs没有电流Vd从Vin变至0所以有电流流过Cgd流出栅极同时有同样电流通过Rdrive流入用这个来计算该阶段的时间关断过程t3Vgs由Vt＋Iog继续下降到VtCg＝Cgs＋Cgd放电Id从Io＝gVgs－Vt下降到0Vd因漏感出现小尖峰其余Vd＝Vin不变t4阶段该阶段导通Vgs继续Cg充电关断Cg继续放电其它不变栅荷系数用来描述寄生缓冲电容的影响目前都基于极间电容为定值来分析通断P155Idrive是驱动电路通过Rdrive的电流根据C＝QVQgs＝Ciss×Vt＋IogQgs＝将I＝CdVdt代入t3Vin变化为0Qgd＝Cgd×VinQgd＝单独分析t3将C＝QV代入该点Qg＝Ciss×09×Vdrive＋QgdQg＝实际例子假设开关管的工作条件是电流22A电压15V频率500KHz其最低驱动电阻一个幅值45V的脉冲通过它作用于栅极是2Ω关断时开关管的关断电阻是1Ω据此计算出其开关损耗和导通损耗Ciss＝QgsVt＋Iog＝810522100＝6299pF在指定的曲线上Ciss＝4200pF那么缩放比例为Scaling＝62994200＝15Ciss＝420015＝6300pFCoss＝80015＝1200pFCrss＝50015＝750pF那么Cgd＝Crss＝750pFCgs＝Ciss－Crss＝6300－750＝5550pFCds＝Coss－Crss＝1200－750＝450pFCg＝Cgs＋Cgd＝6300pF导通时时间常数是Tg＝Rdrive×Cg＝26300pF＝126ns电流传输时间为t2＝－Tg×In1－Io[g×Vdrive－Vt]－126×In1－22[100×45－105]＝083ns电压传输时间为t3＝Vin×Rdrive×Cgd[Vdrive－VtIog]＝152075[45－10522100]6966ns所以导通过程的交叉时间是tcross_turnon＝t2＋t3＝0836966＝7796ns因此导通的交叉损耗是Pcross_turnon＝12×Vin×Io×tcross_turnon×fsw＝1215227810-95105＝064W关断时时间常数是Tg＝Rdrive×Cg＝16300pF＝63ns电压传输时间为T2＝Vin×Cgd×电流传输时间为T3＝Tg×In[Io