基于BuckChopper电路多相多重拓扑结构的直流稳流电源的设计与实现

基于BuckChopper电路多相多重拓扑结构的直流稳流电源的设计与实现2021年电气传动自动化ELECTRICDRIVEAUTOMATIONVol．31，No．22021，31〔2〕：26～30文章编号：1005—7277〔2021〕02—0026—05基于BuckChopper电路多相多重拓扑结构的直流稳流电源的设计与实现党怀东1，王有云1，康英2〔1.天水电气传动研究所有限责任公司，甘肃天水741018;2.西安利雅得电气自动化，陕西西安710075〕摘要：针对离子加速器系统中小电感磁铁对高精度、低纹波电源的严格要求，提出了一种基于BuckChopper电路多相多重化的拓扑结构，对其工作原理进行了深入分析，并完成了装置设计，最后对调试结果做了分析说明。关键词：小电感；高精度；低纹波；多相多重中图分类号：文献标识码：ADesignandaccomplishmentofDCstabilizedcurrentsupplybasedonBuckChoppercircuitswithmultiphaseandmultipletopologyconfigurationDANGHuai-dong1，WANGYou-yun1，KANGYing2〔1.TianshuiElectricDriveResearchInstituteCo.,Ltd.,Tianshui741018，China；′anLEADIElectricAutomationCo.,Ltd.,Xi′an710075，China〕Abstract:Aimingatthestrictrequirementstohigh-precisionandlowripplepowersuppliesforlowinductancemagnetsinionacceleratorsystem，atopologybasedonBuckChoppercircuitswithmultiphaseandmultipleconfigurationispresented.Theoperatingprincipleisalsoanalyzed.Onthebasisoftheseadeviceisdeveloped,andthetestresultsareanalyzedanddiscussed.Keywords:lowinductance;high-precision;lowvoltageripple;multiphaseandmultipleconfiguration1引言随着电力电子技术的迅速开展，高频开关电源已广泛应用于日常生活的各种场合。在轨道交通、医疗卫生、加速器物理、国防工业等重要领域，常常需要具有大电流输出能力的稳流电源向磁铁供应励磁电流，这些应用都要求电源的输出电流具有很高的稳定度与极低的电流纹波。目前，该类电源一般多采用线性电源或晶闸管稳定度相控整流电源。线性电源其优点是纹波小、较高，但存在功耗大、效率低、体积大、可靠性差等系统结构缺点。晶闸管相控整流电源具有容量大、简单、可控器件价格低等特点。但电网电压的不平整流元件开通/关断特性不一致、元器件特性不衡、理想等因素，均会产生非特征次电压〔电流〕谐波，直接表现为输出纹波大。假设采用无源滤波器消除电压〔电流〕特征和非特征次谐波，将导致无源滤波器体积庞大，增加了电源的本钱，并且会使系统的动［1］态性能恶化。利用有源滤波器〔ActiveFilter〕技术，可以有效地抵消晶闸管相控整流电源的特征和非特征次谐波［2］，如图1所示为晶闸管相控整流+有源滤波器的电路简图。L4UVWA3C3C4R2UA4有源滤波~220V器负载A5AMIfRef图1晶闸管相控整流+有源滤波器的电路简图该方法中有源滤波器和无源滤波器配合使用，即无源滤波器进行大容量的滤波补偿，有源滤波器进行微调，以进一步抑制输出电压〔电流〕纹波，达有源滤波器的纹波衰减能力通到最正确滤波的目的。常在20dB左右，但对于1V以下的纹波要想得到进一步改善，有源滤波器就无能为力了。这种方法由于非特征次谐波的频谱十分复杂，使其控制电路的选频网络设计计算较为困难，给现场调试工作带来很大不便。LVEVDuoioEM通常串曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，联L值较大的电感。至一个周期结束，再驱动V导通，重复上一周期的过程。当电路工作于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等，负载电压的平均值为：Uo=tE=tE=aEonoff〔1〕式中：ton为V处于通态的时间；toff为V处于断态的T为开关周期；a为导通占空比，简称占空比时间；或导通比。由式〔1〕可知，输出到负载的电压平均值Uo最大为E，假设减小占空比a，那么Uo随之减小。负载电流平均值为：Io=Uo-EM〔2〕图2BuckChopper电路的原理图2BuckChopper电路BuckChopper电路是直流斩波电路〔DCChopper〕的根本电路之一［3］，其电路图如图2所示。该电路使用一个全控型器件V，图2中为IGBT，也可使用其它全控型器件。为了在V关断时给负载中的电感电流提供通道，设置了续流二极管VD。其工作过程如下。在t=0时刻，驱动V导通，电源E向负载供电，负载电压u0=E，负载电流io按指数曲线上升。当t=t1时刻，控制V关断，负载电流经二极管VD续流，负载电压u0近似为零，负载电流呈指数LA5A6C12A3YU144YLAC13A8C14L3+C1L4C2L5+C3L6C4控制电脑3BuckChopper电路的多相多重拓扑结构及其控制电路BuckChopper电路的多相多重拓扑结构的电路简图如图3所示。其工作原理如下所述。三相电源U、V、W经断路器Q接入进线滤波器U11-U14，进线滤波器用来衰减电网与电源对彼此的噪声干扰。变压器T1-T4副边绕组彼此移相15°，三相整流器A1、A2串联构成12脉波整流，A3、A4串从电网侧观察这两个12脉联也构成12脉波整流，波整流那么是组成了24脉波整流，这将大大减少电A9U7L7C5L8A10C6L9C7L10A12C8++U65L12C9UL11C10R11负载U3U11T1YA1U12QU132Y2A11U8T3图3多相多重拓扑结构的电路简图·28·电气传动自动化2021年第2期网侧交流输入电流的谐波并提高功率因数，从而减小整流电路对供电电网的干扰。三相整流器A1-A4和滤波电感L1、L2，储能电容C11-C14一起构成两路电压源，为前级降压斩波电路A5-A8供电。前级降压斩波电路A5-A8采用BuckChopper桥式结构，4个BuckChopper并联，使用电压闭环控制。后级降压斩波电路A9-A12也采用BuckChopper桥式结构，4个BuckChopper并联。与前级降压斩波电路不同的是，后级4个BuckChopper使用均流控制和移相倍频控制技术。控制电路如图4所示，其工作原理如下。U3均流调节器脉冲形成电路U4、U5、U6输出的信号进行器，与电流传感器U3、比拟，得到4个误差信号，将该4个误差信号分别用均流调节器放大，然后分别送入脉冲形成电路。和前述4路彼此相移为1/4周期的三角波进行比拟，形成PWM信号，将该PWM信号联接到后级降压斩波电路A9、A10、A11、A12中IGBT的栅极，驱动后级降压斩波电路工作。该4路PWM信号的占空比被全程控制在85％以上，合成输出频率达数十千赫兹。用上述方法产生的4路PWM信号彼此相移为1/4周期，假设每路PWM信号的频率是10kHz，那么图3中在C9正端叠加得到的开关频率为40kHz，这种方法被称为移相倍频控制技术。这样就增加了输出电压的脉动数，而减小了输出电压〔电流〕纹波，加快了电源的调节响应速度。移相倍频技术的应用，使无源滤波器的工作频率得到大幅度的提高〔如从每路的10kHz增加到输出端的40kHz〕。根据电磁学知识可知，这样既降低了无源滤波器的容量，又减小了其体积。由于4个均流调节器的给定值均来自电流调节器的输出，因此4个BuckChopper都输出大小U1均流调节器A9脉冲形成电路U4均流调节器U5均流调节器10脉冲形成电路给定A11脉冲形成电路U6均流调节器振荡器分频-移相电路12比例器U7电压调节器脉冲形成电路A5A6相同的电流，具有很好的均流特性。这样有利于充分发挥每个BuckChopper桥的输出能力，防止了自然均流时功率器件容量的浪费。两级BuckChopper串联，多个BuckChopper并联的拓扑结构，前级采用PID〔Proportional-Integral-Differential，比例-积分-微分运算〕电压闭环控制，后级采用总电流和均流两个电流闭环控制、移相倍频PWM控制。前级BuckChopper的作用是抑制电网电压波动和三相整流器产生的低次谐波对后级电路的影响，保证供应后级降压斩波电路的电压源是高稳定度的，有利于减小输出电压〔电流〕纹波。后级BuckChopper的作用是通过电流闭环保证输出电流的高精度和高稳定度。三角波发生器U8电压调节器脉冲形成电路A7A8图4控制电路框图首先，电流给定基准信号送入比例器，比例器的输出信号被分别送入减法器，与电压传感器U7、U8输出的信号进行比拟，得到一误差信号，将该误差信号用电压调节器放大，然后送入脉冲形成电路和三角波发生器的输出信号进行比拟，形成PWM信号，将该PWM信号联接到前级降压斩波电路A5、A6、A7、A8中IGBT的栅极，驱动前级降压斩波电路工作。振荡器产生一高频时钟信号，经分频-移相电路处理成4路彼此相移为1/4周期的三角波。电流给定基准的信号送入减法器，与电流传感器U1输出的信号进行比拟，得到一误差信号，将该误差信号用电流调节器放大，然后分别送入减法4装置设计对于图3所示的电路，其直流输出电压Uo为：U〔〕=Rio+Ldioot〔3〕整流电压计算式中：R为负载和电缆的等效电阻；L为负载电感；io为负载的运行电流。由直流输出电压Uo确定整流电压为：Uo+VCEsat2+VCEsat1Udc=α1这样，选择滤波电容就是选取适宜的Rc，使输出纹波电压峰-峰值在要求的范围内。〔4〕Rc=VIo〔min〕式中：Vor为输出纹波电压。根据RcC的平均值近似为常数〔50-80×10-6Ω·F〕那么有：来计算。取65×10-6来求解C，-665×10C=c〔6〕式中：α1为前级降压斩波电路的导通占空比，随着电流给定的增加而线性增加；α2为后级降压斩波电路的导通占空比，一般取。VCEsat为IGBT的其中VCEsat1是前级降压导通压降，一般取，斩波电路中IGBT的导通压降；VCEsat2是后级降压斩波电路中IGBT的导通压降，查IGBT的Datasheet可得。开关频率的选取从减小滤波器件L和C的体积的角度考虑，首先想到尽量选取较高的开关频率fPWM。但是从总体上考虑，高频率并不一定能减小电源的体积。这是因为电路的总损耗与开关周期T成反比。缩短周期会使损耗增大，那么IGBT需要更大的散热器以限制在硬开关情况下开关频率为5kHz-其温升。通常，40kHz，软开关情况下为40kHz-150kHz较为合在25-50kHz范围内，BuckChopper理。经验说明，的整个体积可随频率的增大而减小。但频率超过50kHz，这一优势就很有限了。决定开关频率fPWM的另一个因素是IGBT的电电流等级。查器件Datasheet可知，随着电压、电压、流等级的增大，IGBT的开关频率降低。输出滤波器设计［4］滤波电感的选择应保证直到输出最小规定电〕时，电感电流也保持连流〔通常为额定电流的1/10续。即：L=-UIo〔min〕流的最小规定值。滤波电容的选择必须满足输出纹波电压的要求。在约300kHz以下频率，输出纹波电压仅由电〔ESR〕Rc决定。由Rc决定容C和其等效串联电阻的纹波分量与电感斜坡电流峰-峰值成正比，而由C决定的纹波分量与流过C的电流的积分成正比，两者相位不同。一般应用中，C造成的电压纹波远比等效串联电阻Rc造成的电压纹波小，因此可以忽略不计。〔5〕〔7〕该输出滤波器的截止频率为：〔8〕2π姨截止频率fc的上下将直接影响输出纹波电压。fc=在实际设计过程中，选择电感和电容时，要综合考虑其重量、尺寸及本钱等因素。从改善动态特性来看，可考虑选择小电感量，大电容值。电流调节器设计电流调节器采用模拟PID控制器，其控制规律为：u〔t〕=Kpe〔t〕+1i乙〔t〕乙乙e〔t〕dt+Tdetd〔9〕写成传递函数形式为：1+TsH〔s〕=Kp1+di时间常数。PID控制器各校正环节的作用是：比例环节———即时成比例的反映控制系统的偏差，偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，以减小偏差。积分环节———主要用来消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积分时间常数Ti，Ti愈大积分作用愈弱，反之愈强。微分环节———能反映偏差信号的变化趋势〔变化速率〕，并能在偏差信号值变得太大前在系统中引入一个有效的早期修正信号，从而加快系统的响应速度，减小调节时间。实际设计中，上述参数要综合考虑主电路的拓扑结构和负载的时间常数，还应满足系统稳定的要为了求。取剪切频率Fo为开关频率的1/10到1/5，使系统稳定，通常的准那么是：①系统在剪切频率处至少有35°-45°的相位裕量；②开环增益在剪切频率附近的斜率应为-1。乙乙〔10〕式中：Kp为比例系数；Ti为积分时间常数；Td为微分式中：Ton为斩波IGBT的导通时间；Io〔min〕为输出电·30·电气传动自动化2021年第2期5调试结果分析采用本文所述拓扑结构设计的电源装置已经完成现场调试并投入工业运行。该磁铁负载的主要参数为：Ω，。电源在工作电流Io=600A时的输出纹波电压为70mV，如图5所示。Tek停止电流稳定度为：S=Imax-Iminmaxmin由图5、6可见，电源在半载和额定工作电流时，输出纹波电压均小于±1×10-3。图7显示电流稳定度优于±4×10-5。通过电压纹波和稳定度测试，以Δ：@：Δ：0.00s@：及长时间的稳定可靠运行，说明该电源到达了设计指标，同时还证明了该多重多相拓扑结构及其控制原理的正确性。6结论本文介绍了一种基于BuckChopper电路多相多重化的拓扑结构，详细分析了其工作原理，在此根底上研制了直流电源装置。测试和运行结100mVBw