-380V-5.5KW变频器总体技术方案

-380V—5。5KW变频器总体技术方案一、设计遵从的规范、标准或依据序号信号名称信号说明技术条件1R、S、T输入电压信号输入电压:三相380VAC（-15%、+10%）额定输入电流：0～10.5A(4T0037G/P）2U、V、W输出电压信号额定输出电流：0~8。8A(4T0037G/P）0～13A（4T0055G/P)3P（+）直流母线电压正输出端子4PB制动电阻端子5PE保护接地端子6+5V数字电路工作电源精度±5%7GND+5V电源地8+15V模拟电路工作电源精度±10％9—15V模拟电路工作电源精度±10％10+24V风扇及用户接口用电源精度±10％11COM+24V电源地12CVD直流母线电压检测信号0~4V13IUU相电流检测信号—2.12V～+2.12V14IVV相电流检测信号—2.12V~+2.12V15IWW相电流检测信号—2。12V~+2.12V16BRAKE直流制动控制信号17PW+W相上桥驱动控制信号18PW—W相下桥驱动控制信号19PV+V相上桥驱动控制信号20PV—V相下桥驱动控制信号21PU+U相上桥驱动控制信号22PU-U相下桥驱动控制信号23DRIVE驱动电路禁止信号24SHORT缓冲继电器控制信号25DSP-T模块温度检测信号注：以上沟通电流值、沟通电流电压值均为有效值器的输出电流、直流电压、模块温度等检测信号送控制板处理及提供控制板工作电源。三、计算说明书3.1交-直-交变频器驱动板主回路由输入保护电路、PIM模块（包括整流电路、逆变）、上电缓冲环节、滤波储能电路等组成。整流电路将三相沟通输入整K1，限流电阻在上电经过中限制流过整流桥和电容器的充电电流，当电解电容器两端电压达到正常工作电压80％后,限流电阻被与之并联的继电器短接。滤波、储能电路由电解电容C1A、C1B、C1C并联后和电容板上电容串联组成（注:电容板借用TD1000变频器电容板,由C2A、C2B、C2C并联组成），起到储能和滤波作用。滤波后的直流作为逆变电路输入,经过对逆变器的导通、关断进行控制,供应负载频率、电压可调的沟通输出电压3。1。1PB1BPB1B 1IG19IG20IG1734IG182K130A/24V1IG15IG16QIGBT IG8BSM25GP120IG91 2RV3S14K6252R4+R539/6WR4和R5（39/6W）串联组成790 7121111 89RGU1 RC50.006-3WRV2S14K625RV1S14K625RC60.006-3WR 1S2U4V1RC40.006-3WV56T3WRC30.006-3WPE1CX3 CX2 CX1472250VAC 472250VAC 472250VACRC20.006-3WRC10.006-3W1JD处焊接接地线32424131211101JDW1IG10VVVIG11CU CU/ B/ C7 7 C1UIG12444接电容板(+)PM1IG13C20.1U/500VACIG14接电容板()N1VW3.1.2EUPEC功率模块手册3.1。3计算经过3.1。3。1整流电路一、电压计算整流电路输入电压最大值为380VAC×11=418VAC，其峰值电压为1414×418=591V.EUPEC公司模块整流桥耐压VRRM=1600V，计算出整流桥电压降额为满足设计要求。二、电流计算值正向电流I 相同，均为40A,对待-4T0037P变频器，在1。35倍过载情况下FRMSM输入电流有效值为1.35×10。5A=14.2A，对待-4T0037G变频器，在1.8倍过载情1.8×10。5A=18。9A-4T0055P变频器,在1。35倍过载情况下输入电流有效值为135×14.6A=19.7A,-4T0055G1.8倍过载情况下输入电流有效值为1.8×14.6A=26。3A,以上四种变频器在过载条件下输入电流值均小于模块整流桥允许电流值,能够满足设计要求。2、确定冲击电流上电缓冲电阻选用两个6W/39欧姆电阻串联,因此考虑电源输入波动,最大的冲击电流为380X1。1X1。4/78=7.6A。FSM对待-4T0037P变频器所用EUPEC模块BSM15GP120,其整流桥二极管在10ms内允许的冲击电流为I ＝230A，彻底满足要求.FSM对待—4T0037G/4T0055PEUPEC模块BSM25GP120，其整流桥二极管在FSM10ms内允许的冲击电流为I ＝230A，彻底满足要求。FSMFSM对待—4T0055G变频器所用EUPEC模块BSM35GP120，其整流桥二极管在10ms内允许的冲击电流为I ＝260A，彻底满足要求。FSM3。1。4。2施加在逆变桥上的电压除输入电压经全波整流后的直流母线电压外,还有母线寄生电感引起的震荡电压,对待本电路估算取其为100V（实际电路中有尖峰电压汲取电容存在，本计算中考虑该值是为逆变桥耐压留有余量)，因此逆变电路上的电压V=380×1。1×1.414×1。2+100V=809VDC，其中式中1.2为安全系数。EUPEC公司模块逆变桥耐压VCE=1200V，计算出整流桥电压降额为809/1200=67％，满足设计要求。二、电流计算对待—4T0037P变频器，在1。2倍过载输出1分钟情况下输出电流峰值为1。2×8。对待—4T0037G变频器,在1.51分钟情况下输出电流峰值为1.5×8。8A×1.4=18.5A,其所用EUPEC模块BSM25GP120逆变桥允许电流为25A，满足设计要求。对待-4T0055P变频器，在1.2倍过载输出1分钟情况下输出电流峰值为1。其所用EUPEC模块BSM25GP120逆变桥允许电流为25A,对待—4T0055G1。5倍过载输出1分钟情况下输出电流峰值为1.5×13A×1.4=27。3AEUPEC模块BSM35GP120逆变桥允许电流为35A,要求。三、结温计算(一）、公式推导（ ） （ 为了使IGBT安全工作，应保证在额定负载及过载情况下,IGBT的结温Tj低于Tjmax。导通损耗:导通期间的总损耗PSS＝VCEsatICP。其中VCEsat为通态饱和压降,ICP（ ） （ 切换感性负载时，续流二极管的导通损耗必需加以考虑,可近似经过数据手册中的标定值VFM与估计的二极管平均电流的乘积得到。（Psw由单脉冲总开关能量ESW(EswESWon)+ESW(off))与开关频率fPWM相乘得到。即（P E E fSW SW（on） SW（off） PWMESWon)和ESW(off

依据工作电流值IC在器件资料中能查曲线得到。（ ））常常变化，使功率估算变得很困难,以下是估算公式.a）每个IGBT的稳态损耗P I SS CP

1 CE（sat） 2 0

1sixDsin2x 2 xICP

CE（sat）

1Dcos8 b）每个8

1

E E

fP ESW

E

PWM

sinxdx0

Sof）

PWMc）每个IGBT的总损耗符号注释：

P P PC SS SWESWon——T=125℃,峰值电流ICP下,每个脉冲对应的开通能量；( )ESWoff

-—T=125℃，峰值电流ICP下，每个脉冲对应的关断能量;（ ）( VCEsat-—T=125℃，峰值电流ICP下,IGBT( （通常ICP=IEP);fPWM—-变频器的开关频率；D—-PWM信号占空比.——输出电压与电流之间的相位角（功率因数＝cos）。（二、功耗估算1）—4T0037P变频器依据以上公式估算IGBT的功耗.（D设为0.5，cos设为0.85，变频器额定输出电流IE=8.8A，在过载1。2倍输出电流峰值ICP=1.2×8。8×1.4=14。8A，最大fPWM为12kHz,查EUPEC器件资料，对应的VCE=2。2V,ESWon

=2mWs，ESW

off

。7mWs.（ ） （ ）a）每个IGBT的稳态损耗PSS=5。54W每个IGBT的开关损耗PSW=14.14Wc）每个IGBT的总损耗PC=PSS+PSW=19.68W2）—4T0037G变频器依据以上公式估算IGBT的功耗。（D设为0。5，cos设为0。85,变频器额定输出电查EUPEC器件资料,对应的VCE=2。1V，ESWon

off

=3.2mWs。( ） （ ）每个IGBT的稳态损耗PSS=6.6W每个IGBT的开关损耗PSW=24.46W每个IGBT的总损耗PC=PSS+PSW=31。06W3） -4T0055P变频器依据以上公式估算IGBT的功耗.(D设为0.5,cos设为0。85，变频器额定输出电流E=13,在过载1.2倍输出电流峰值CP=21314=21.84fPW为12kHzEUPEC

on=3.2mWs，ESW

off

=3.2mWs。（ ) （ ）每个IGBT的稳态损耗PSS=7.8W每个IGBT的开关损耗PSW=24.46W每个IGBT的总损耗PC=PSS+PSW=32.26W4) —4T0055G变频器依据以上公式估算IGBT的功耗。（D设为0。5，cos设为0.85，变频器额定输出电流IE=13A,在过载1。5倍输出电流峰值ICP=1。5×13×1。4=27.3A,最大fPWM为12kHz，查EUPEC器件资料,对应的VCE=2。4V，ESWon=4.5mWs，ESWoff=4。3mWs。（ ） （ )每个IGBT的稳态损耗PSS=11.14W每个IGBT的开关损耗PSW=33.63W每个IGBT的总损耗PC=PSS+PSW=44。77W(三)、结温计算模块内部的IGBT芯片最高允许结温Tjmax=150℃。这一额定值在任何正常的工作条125℃或更低。因此，设计时要留有肯定的余量，使模块在低结温下工作,可靠性就能提升。R -—标称的结壳热阻th(j-c）Tjt——IGBT结温P——器件的总平均功耗。c T——模块基板温度(近似为Tc 1）-4T0037P变频器thj-c)thj-c)（c th（j—c c TjtT+PC×R 。7=c th（j—c c 变频器整机热保护时,散热器温度为85℃，IGBT芯片结温为85＋13.8＝98。8℃，满足降额要求。2) —4T0037G变频器th(j-c)R =0。55K/Wth(j-c)c th(j—c) c TjtT+PC×R 。06×0.55=T+17.1c th(j—c) c 变频器整机热保护时，散热器温度为85℃，IGBT芯片结温为85＋17.1＝102.1℃，满足降额要求.3) —4T0055P变频器thj-cthj-c（ ）c th(j-c) c Tjt=T+PC×R T+17.7c th(j-c) c 变频器整机热保护时，散热器温度为85℃，IGBT芯片结温为85＋17.7＝102.7℃,满足降额要求.4) —4T0055G变频器Rth(j—c)=0。55K/WTc+PC×Rth（j-c)Tc+44。77×0.55=Tc+24。6℃。4.3电容来稳压及滤波。380VAC输入，正常情况下母线电压为513VDC，过压保护时母线电压为800VDC，因此需要耐压为400V的电解电容串联组成.电容容量的大小直接决定了母线电压及输出电压的稳定性,同时也影响流过自身的纹波电流，进而影响温升和使用大提升。计算公式如下：C=P×△T÷△Um÷Um 本电路中取△Um=0.05Um,Um为直流母线电压,△T为母线电压跌落时间，取△T=1.67ms.1）—4T0037G/P变频器C=3700×1.67×0。001÷（0。05×513×513）=463uF依据公司降额编码及结构设计情况,取3个470F/450V的电解电容组成的并联组再和另外3个470F/450V的电解电容组成的并联组串联组成,总电容量为705F。2）-4T0055G/P变频器C=5500×1.67×0.001÷（0。05×513×513）=698uF依据公司降额编码及结构设计情况,取3个560F/400V3个560F/400V的电解电容组成的并联组串联组成,总电容量为840F.量电容的外壳温升方式，而所采纳的电容允许温度为105℃，因此要保证电容的可靠使用，必需使其温升低于45℃。电容,依据阅历选取0。1uF/500VAC金膜电容。3。1.4.4 上电缓冲电路80％后经过闭合与缓冲电阻并联的继电器触点将其短路。U电阻取值依据公式RI dc 确定，其中I 为充电经过的冲击电流，参考国外样impulse

impulse机，考虑降额及公司物料编码情况，取6W/39功率电阻两个串联.-4T0037G/P变频器上电时的时间常数为RC=78×705×10-6=55ms，查电阻的功率曲线，满足要求.—4T0055G/P变频器上电时的时间常数为RC=78×840×10-6=66ms,查电阻的功率曲线，满足要求。—4T0055G变频器计算（四种变频器中输出电流最大），150%时，直流母线平均电流估算I=1.5× 5500W =19.8A，考虑降额、安规要求及公司物料d 编码情况,取松川公司的继电器832A—1A—F-S-B-24V（24V/30A）能够满足要求。3。1.4.5输入保护电路入侧有输入保护电路，该电路由输入线对地连接的电容CX1、CX2、CX3及输入线间连接RV1、RV2、RV3组成。3CE、UL等认证的安规电容，型号为4700pF/400VAC，彻底满足沟通380V输入要求。3个压敏电阻型号为S14K625，该压敏电阻经过1mA电流时的压敏电压为1000V，能够汲取8/20uS波形4500A的浪涌电流，能够满足变频器使用环境要求.M1271234SIP4

-V1+V1

R6136-1/4W1

D37D36

R13

IG20C191000pF/200VGND1

GND1

1 318V

IG19PW+M12611PW+M126112-V2R6336-1/4WPV+PW+34+V21D38IG18J4R14C18541PV+SIP41D3510K-1/10W1000pF/200V32GND5PU+GND2GND2IG1711M125SIP5PU+12-V3R6534+V31D39IG16R15C17SIP4D341000pF/200V1318V10K-1/10W36-1/4W318VC60100p/200V

PC4HCPL3120

GND3

R67

IG15PW-R30

2 8

+V436-1/4W+5V

PW-+5V

1PW-

330-1/10W

736 35

-V4

D411 D441

R18

IG11C121000pF/200VDRIVE

DRIVE1

R3710K-1/10W1 3 Q22N4403 C61

PC5

GND4 GND4

318V 10K-1/10W

IG10R36330-1/10W

D211N5221B/2.4V

R31

100p/200V

HCPL31202

R6936-1/4WPV- PV-PU- PU-

1PV-PU-1

330-1/10WR32330-1/10W

C62100p/200V

73635PC6HCPL31202 73635

11R7136-1/4W1

D45D42R1710K-1/10WD32

IG12C131000pF/200VIG13GND5GND5

R2210K-1/10WBR1

+5VR33330-1/10W

C63100p/200V

PC7HCPL31202 7

1R7336-1/4W

D43

R1610K-1/10W

C151000pF/200VIG145BRAKE BRAKE 3 65

R1010K-1/10W

C161000pF/200V。2本驱动电路输入7路来自控制板的控制信号,输出7路驱动主回路模块IGBT的驱动信号。3.2.3计算经过3。2。3。1驱动电路封锁部分+5V+5V+5V+5VR3710K-1/10WDRIVE13Q22N4403R36 D21330-1/10W 1N5221B/2.4VR2210K-1/10WGND5GND5VCC该HCPL3120原边阳极电源,从而封锁驱动信号，防止IGBT误开关工作及保护IGBT免受损坏。当变频器上电初始化及发生故障时DRIVE信号为高电平，Q2关断，+5V电源被封锁,光藕HCPL3120不工作,当变频器运行时DRIVE信号常低，Q2一直导通,驱动电路正常工作。该部分电路由R36、R37、R22、D21、Q2R22作用为当Q2关断时防止光藕HCPL3120原边悬空引起误动作.R22选取为10k-1/10W，Q2导通驱动电路正常工作时功率C

CEO正常工作时同一时刻只有3个光藕HCPL31204个光藕工作,因此流过Q24倍的HCPL31204X9.4mA=376mA,Q2的电流降额为37。6/600=6.3%，电压降额为5V/40V=12。5%，因此Q2满足降额要求.同时Q2要满足工作在饱和区的条件,计算得出IB=5mA，由于Q2的放大倍数HFE=100，IBXHFE=500mA＞37.6mA，因此Q2工作在饱和区。D21（2.4V稳压管)及R36（330欧姆）起到限制Q2基极电流作用,R37(10k)为Q2提供偏置,这三个器件满足要求。3.2.3。23。2。3。2.1光藕电路以其中一路电路为例进行计算。如下图所示：DRIVE

DRIVE1

+5V1

+5VR3710K-1/10W3 Q22N4403 C61

PC5R36330-1/10W

D211N5221B/2.4V

R31

100p/200V

HCPL31202

+V4

R6936-1/4WPV-

PV-

330-1/10W

763 5 -V41

D45

C13

IG12R1710K-1/10WD421 318V

1000pF/200VIG10R31（330欧姆）为光藕原边二极管限流电阻，C61为提升抗干扰的滤波电容。R69IGBT栅极受静电损坏,C13为防止干扰产生的栅极驱动尖脉冲电压损坏IGBT栅极,D42D45为18VIGBT流过大电流由于密勒效应造成栅极电压升高.光藕原边计算：光藕原边二极管导通时电流IF=5VVCEVOVF

50.40.41.58.2mAR31 330式中：VCE为Q2的集射极间压降，VF为光藕原边二极管正向压,VO为PW+信号低电平电压.依据HCPL3120器件资料，其原边二极管最大允许电流为25mA8。2/25=33%，满足要求。2）光藕副边计算：IGBT导通时PC5光藕副边输出电流IOH=V4VCE

163394mAR69 33上式中V4为PC5副边工作电源,VCE为PC5输出电平压降。依据HCPL3120手册资料，其副边输出高电平电流最大IOH=1。5A,故IGBT导通时PC3光藕副边输出电流降额为0.394/1。5=26.3%，满足电流降额要求.IGBT关断时PC5光藕副边输出电流IOL=IOH=0。394A依据HCPL3120IOL=2A,故IGBT关断时PC3光藕副边输出电流降额为0。394/2=19。7%,满足电流降额要求。光藕副边工作电源电压为V416/30=53％3）功耗计算光藕的功耗（PT）是原边二极管功耗（PE）和副边三极管功耗（PO）之和，即PT=PE+PO而副边三极管功耗（PO）包括电源损耗（POB)和开关损耗（POS)，即PO=POB+POS计算公式如下：PE=IF×VF×DPOB=VCC×ICCPOS=ESW×f上式中IF为原边电流，VF为原边二极管压降,D为开关占空比（由于PWM波形的占空比为变化的，本计算取为0.8)，VCC为副边工作电源，ICC为副边工作电流，ESW为开允许的PO为250mW，PT为295mW。250额要求。57.3

295

19.4%，满足功率降额要求.3.3。1原理图R121K-1/4W-1210

U2HCPL7840

+5V +5V

C65+V3+V3

1 8VDD1 VDD2+15V

+15V

0.1uF/100VGND51 RC1

RC2

R4068-1/10W

D50MMBD7000LT11 2

2 VIN+VOUT+7

R532K-1/10WC140.1u/0V2K-1/10W

C83100p/200V

8 U7B5 TL082+ 76 IWC640.006/3W2 2

0.006/3WD245.1V

C4 C100.1uF/100V0.01U/50V 3

3 VIN- VOUT-64 5GND1 GND2

C22330p/100VGND5GND5

W817/R7/K1

-15V

4R75C40

0.1uF/100V10K-1/10W330p/100V

GND53。3.2计算经过变频器输出电流经分流器(RC1和RC2并联后输出—2.12V～+2.12V的正弦电流检测信号.3。3.2。1原边电路R12R121K-1/4W-1210U2HCPL7840+V3+V31VDD1VDD28R4068-1/10WD502VIN+VOUT+71RC10.006/3W211 2RC20.006/3WD245.1V3VIN-VOUT-62C4 C100.1uF/100V0.01U/50V34GND1 GND25原边电源电路计算该部分电路将+V3(15V）电压经稳压后的5V电源提供应HCPL7840原边作为工作电源，它由R12、D24、C4组成。R12的功率降额为1000

0.25W40,满足降额要求.D245.1V5mA电流情况下其稳压范围为48V～5.4V，满足HCPL7840工作电源范围为4.5V~5.5V的要求。信号转换输入部分计算以-4T0055G变频器计算,该变频器输出电流最大,假若该变频器满足设计要求,其它三种变频器同样满足设计要求。RC1、RC2为6mW分流器，在变频器额定输出电流13A时的功率为22 13260.0010.25W，其功率降额为0.2522

12.5%，满足要求。1.5×13=19.5A时的功率为19.5260.0010.57W,其功率降额为0.57W 2 200mV,否则影响其线性化工作条件。在变频器1。5倍过载条件下，本电路分流器提供的信号电压幅值为：1.5×13A×1。41462

mmV〈200mV，满足HCPL7840正常工作要求。电阻R40（68、电容C10（0.01uF）提供对输入电压信号的滤波作用,HCPL7840推举参数相同，符合要求.造成损坏，起到保护HCPL7840的作用。D50选取为BAV70LT1，其耐压为70V，彻底符合要求.3.3。2。2副边电路U2HCPL7840

+5V +5V

C651 8VDD1 VDD2+15V

+15V

0.1uF/100VGND52 VIN+VOUT+7

R532K-1/10WC140.1u/0V2K-1/10W

C83100p/200V

8 U7B5 TL082+ 76 IWC643 VIN- VOUT-4 GND1 GND25

C22330p/100VGND5GND5

W71K1

-15V

4R75C40

0.1uF/100V10K-1/10W330p/100V

GND5该部分电路将经HCPL7840放大8倍后的电压信号经过TL082进行差动放大.R78K1=R53K=K1×K2=K1×8，其中K2为HCPL7840的放大倍数.—4T0037G变频器放大倍数K=10k/2k×8=40-4T0037P变频器放大倍数K=10k/1。4k×8=57。1-4T0055G变频器放大倍数K=4.7k/1。4k×8=26.9—4T0055P变频器放大倍数K=6。81k/1.4k×8=38.9工作在+15V15VC65C64两个去藕电容，取值为0。1uF,符合TL082工作条件。扰能力.C22、C40是TL082运放的滤波电容。3。4开关电源电路3。4。1技术条件围之间，有7路副边电源输出，开关电源输出各路情况如下：+5V——输出精度±10，最大输出电流300mA15V—-输出精度±最大输出电流80mA15V——输出精度±1，最大输出电流额定50mA+V1--输出额定电压16。8V，输出精度±最大输出电流30mA+V2——输出额定电压16。8V，输出精度±最大输出电流30mA+V3——输出额定电压16。8V，输出精度±最大输出电流30mA+V4—-输出额定电压16。8V，输出精度±最大输出电流100mA+24V——输出精度±，最大输出电流300mA其中+V1、+V2、+V3分别提供逆变桥IGBT上桥三路驱动电源，+V4提供3个逆变桥下桥臂IGBT驱动电源和1个制动桥臂IGBT驱动电源。本开关电源采纳的变压器型号为F2B4U1GT1,该变压器详细资料请参考附件。计算经过3。4.2.1PR6PR6200K/2WR7200K/2WR49100K/2WC3103/630VR50PM2TR1R8200K/2WR9200K/2W100K/2D4BYV26GR5627-1/4W12D3BYV26A1R192K-1/10WU4UC2844R357D221N4746/18V8VREF C20K-1/10WCVR4736-1/4WQ42SK222541C9C26C81000pF/200VRTCTOUT60.1uF/100V100u/25V2VVFBR115.11K215D714COMD3NNG1C235100p/200VC7100p/200VR45 R4810K-1/10W 2.7/1WPC9PS2501R43330-1/10W+5VR443.01KR392K-1/10W451U5TL431ACD8C60.1uF/100VC110.1uF/100V2367R412K-1/10WP2011TR111910TR101815TR151716TR16TR2214TR14TR1112TR12TR4413TR13TR337TR7TR668TR8TR559TR9N工作电源电路

GND5组成开关电源起动电压电路，当变频器上电直流母线电压建立后首先由该电路提供应开关电源PWM工作芯片UC2844工作的电工作的电源由变压器工作绕组提供。电阻R6、R7、R8、R9为100k/2W的功率电阻，在变频器正常输入电压时消耗的513VVD2 2 率为：P=

上式中VD为稳压管D2两端电压，即UC2844工作电压，本式中取值VD=15V在变频器过压情况下电阻R6、R7、R8、R9消耗的功率为：P=0.77W，功率降额为0。77W/2W=38。5%,满足要求。作电源绕组整流、滤波电路,电阻R56的作用为限制提供应UC2844工作电源引脚的工作电流,在变频器输出短路时,使UC2844D3选取选取快恢复二极管BYV26A（200V/1A），依据UC2844手册,其工作所需的最大工D3工作在截止状态时承受的反向电压计算为UinU=N

式中Uin为变频器正常输入时直流母线电压值，N,Vo为UC2844工作电压。在变频器过压状态下D1工作在截止状态时承受的反向电压为：UinU=N Vo=800V/14+15V=72V<200V，满足电压降额要求。汲取电路电阻R49、R50、电容C3、二极管D4组成开关电源RCD汲取电路,开关电源MOSD4被电容C3汲取，当MOS管导通时,电容C3上的能量经过电阻R49、R50释放.D4选取为BYV26G（1200V/1A)的快恢复二极管，实验测得开关电源MOS管关断时产生的尖峰电压小于1000V，D4能够满足设计要求。MOS管的计算开关MOS管选取为2SK2225，规格为1500V/2A，MOS管关断时承受的最大电压为1000V1000/1500=67MOS1V 1 0.37A，MOS管的电流降额为0.37/2=19%，满足设计要求。R48 2.7PWM开关芯片UC2844计算PWMUC2844的开关工作频率由外接电阻R35(20k）、UC2844MOS管的开关频率为38kHZ.UC2844允许的最大输出开关频率为500kHZ，本电路中UC2844输出开关频率满足设计要求。UC2844最大能够输出1AMOS管的驱动电阻R47为36欧姆，Vo因此UC2844实际输出的最大电流为

13.5

0.375A，电流降额为37。5%,满足设R47 36Vo为UC2844输出驱动电压值.电压反馈电路采纳光藕PC9（PS2501）作为原副边隔离。R39、R41为反馈电压分压电阻,两者取值相同为2k，分得的电压为5/2=2.5V，该电压送TL431参考电压端,满足设计要求.光藕PC9要工作在线性状态开关电源输出的动态性能才能满足要求，本电路中PC9IF=

5VVKVF

2.88mA,查PS2501资料在该R43 330PS2501工作在线性区。R44PC9TL431提供工作电流，TL4