哈工大电机新技术论文

1、Harbin Institute of Technology电机新技术院 系：电气工程及自动化姓名：XXX学号：XXXX2012年5月基于高频注入法的交流永磁同步电机的控制系统研究摘要：电动汽车是解决能源危机和环境污染这两大难题的重要途径，因而逐渐成 为新一代交通工具的主要发展方向。鉴于永磁同步电动机（PMSM）具有体积小、 效率高、功率密度高等优点，已经在电动汽车的驱动系统中得到广泛应用。为了 进一步降低电动汽车电气驱动系统的成本与复杂性，并提高控制系统的可靠性， 永磁同步电机无传感器矢量控制系统成为当前亟待解决的问题。本文针对这一问 题，设计了基于高频注入法的永磁同步电机无传感器矢量控制系

2、统。针对纯延时 滤波、锁相环、同步轴高通滤波等环节的实现方法、参数的选取和关键技术进行 了深入的分析和探讨。关键词：永磁同步电机无传感器矢量控制高频注入锁相环一、高频注入法估计转子位置和转速的基本原理高频注入法估计转子位置和转速基本原理为：通过在电机端注入一个三相平 衡的高频电压（或电流），利用电机内部固有的或者人为的不对称性使电机在高 频信号激励下产生响应，通过检测高频电流（或高频电压）响应来提取转子位置 和速度信息。高频注入法可以分为旋转高频注入法和脉振高频注入法，根据注入 信号的性质又分为高频电压注入法和高频电流注入法，不管采用何种形式的高频 注入法均要求电机内部具有凸极效应，第二章中已

3、经介绍了本文的研究对象内置 式永磁同步电机的结构，其Ld L，电机呈凸极特性，而且该凸极不受定子电 流的影响，采用高频注入法追踪转子位置具有很强的鲁棒性。本论文采用的是旋 转高频电压注入，框图如图1-1所示。下面详细分析旋转高频电压注入法估计转子位置 的基本原理。图1-1旋转高频电压注入法框图 永磁同步电机在两相静止坐标系下的电压方程为:磁链方程为:-R0 一i p0 -a=sa+a0Ri0p _wL p J1sL p1L p永磁同步电机在两相静止坐标系下的电压方程为:-R0 一i p0 -wa=sa+au0Ri0p _wp1sp1p（1-1）waw-PJL-0Lcos 02 )-0Lrr-0

4、Lsin 02 )L +0L crrs .Os（回）W .siiB（）式中，L = （L + L ）/2为平均电感，AL = （L - L ）/2为定子差分电感，w为永磁q dq df体磁链，0为转子位置角，R为定子电阻，u,i,L,w分别表示定子电压、电流、电感及磁链，下角标a, P, d, q分别表示个物理量在其轴上的分量。电机的电感为多变量的复杂函数，为了简化分析，上述永磁同步电机模型中(1-3)忽略电动机铁芯的饱和和涡流及磁滞损耗，因此电机绕组电感的变化是由交直轴 磁阻的变化引起的，而每相绕组的磁阻是随着转子位置的变化而变化的，因此电 感只为转子位置的函数。在静止坐标系（。为轴上分别注

5、入高频电压信号：ua iuP i=Vsico皿)z :i|_sinn(t)i=V ejs,si（1-4）式中，vsi为注入的高频电压信号的幅值，多为注入的高频电压信号的角频率。 当电压频率很高时，电机的定子阻抗主要为电感，在定子电阻上的压降忽略不计，wa=paVwL pp因此有:（1-5）又由于电机旋转速度远小于高频电压的频率，可得高频电压产生的高频电流响应 为： TOC o 1-5 h z 兀c兀i一L p i HYPERLINK l bookmark68 o Current Document I cos( t ) +1 cos(20 t + )ipi 2 inr i 2丸、丸、（1-6）

6、HYPERLINK l bookmark74 o Current Document I sin( t ) +1 sin(20 t + )ipi 2 inr i 2其中，I.、I.分别为定子正序、负序电流分量。由上式（1-6）可知，由注入高频电压信号得到的电流响应中，包含有转子 的位置角信息，即低频转子位置角信息对高频电流进行了调制作用。所形成的电 流矢量中包含有三个分量信息：第一个是与注入的高频电压信号同向旋转的正序 分量，第二个是与注入的高频电压信号反向旋转的负序分量；第三个零序分量只 存在于不对称三相系统中。对于对称的三相系统，定子电流矢量可表示为： TOC o 1-5 h z HYPER

7、LINK l bookmark80 o Current Document 兀兀i = I ej（亍+1 ej（20广+板）ap i ipin（1-7）由上式（1-7）可以看出，转子的位置信息只存在于电流的负序分量中，因 此子的位置估算主要依据上式得出。高频电流响应在转子旋转坐标系下，i在d，q轴的分量i、i.可分别表 dqidi qi示为：瓦冗冗 Ci = I cos( t 0 ) +1 cos(0 co t + ) = (I +1 )cos( co t 0 ) di ipi 2 r in HYPERLINK l bookmark56 o Current Document -，冗-i ：、qi

8、 ipi 2 r inr i 2ip ini 2 r冗、，、， 冗 c、=I sin(o t 0 ) +1 sin(0 co t + ) = (I I )cos( co t 0 )ip in（1-8）且上式（1-8）满足:l-diHq= 1（ 1-9）（I +1 ）2 （I -1 ）2ip inip in由数学关系可知，在转子旋转坐标系下高频电流相应的两个分量所形成的轨 迹是以（I. +I）为长轴，（I -I.）为短轴的椭圆，且椭圆的长轴与转子旋转坐标 ip inip in系的d轴重合，则可知椭圆的长轴与a轴的夹角就是所需要计算的转子位置角。 图1-2即为转子在不同位置下的高频电流的轨迹图。由

9、图可见，在转动过程中， 椭圆形状一直未变，则说明电机只存在一个空间凸极。图1-2转子在不同位置下的高频电流的轨迹图在两相静止坐标系下的电机定子侧注入高频电压信号p的原理图如下图afi1-3所示。将高频电压信号加载到电流调节器的输出端，得到的电流矢量只包含 正序和负序分量，但转子的位置信息只包含在电流信号的负序分量中，将得到的 电流响应信号变换到与载波电压信号同步的参考坐标系上，则正序的电流信号变为直流值，可以很容易的用高通滤波器滤除。所以系统采用同步轴高通滤波器去 除基波分量和正序分量，则余下的负序分量可以被用来跟踪转子的凸极，实现转 子位置的检测。本系统利用电机作为旋转变压器，逆变器为载波注

10、入的信号源。图1-3高频电压信号注入的原理图二、基于凸极跟踪的转子位置检测方法为了从负序电流分量中提取出转子的位置信息，就必须滤除掉电机电流中的 基频电流分量，低次谐波电流分量以及PWM开关谐波电流分量以及正相序电流 分量1，24。由于基频电流分量，低次谐波电流分量以及PWM开关谐波电流分 量与高频电流响应的频率差值较大，它们可以经过一般的带通滤波器进行滤除。 设计带通滤波器需要满足以下几个条件：（1）经过滤波器后高频电流信号的幅值 衰减及相位滞后都最小；（2）同时经过滤波器后基频的电流值及PWM开关电流 值的幅值衰减最大。本文采用时间延时电路再与原直轴电流信号做差的方法来实 现滤波，时间延时

11、电路如下图2-1所示。图2-1时间延时电路原理图一般设置的延时时间为高频电流信号的半个周期，即TK / W，再将其与延时前的电流做差。-ia-ia b + ia i i p_i P b + i P i _上式中 对于a检测得到的两相直轴电流为：兀I cos( t 甲)+1 cos( t ) +1 cos(2 t t +Bripi 2 inr i兀I sin( t一平)+1 sin( t) +1 sm(2 t一 t +)Bripi 2inI)兀、，2)(2-1)i b，i b为基频电流。轴:当电流信号延时T-兀/ w.后，可得:兀i = I c o 项一甲一w +1 c o s (c2，-上式再

12、与延时前电流信号做差，rwi兀+ 一兀i2可得：兀+) I cco sTt 兀i p 2(2-2)i - i -21 siw(t -甲-兀、-)Wi2wrii(2-3)兀21 cos(w t 一 ) + 21 cos(2w t w t +ipi 2 inr i9而且又由上式可知，基频电流信号经过延迟后减小到原来的2sin(wr 兀/2w,) 由于高频信号的频率Wi远大于基频信号的频率 r，则基频电流信号的幅值经过 延迟后已经变得非常小，可以很好的滤除掉了；与此同时，经过延迟环节后，高 频信号的幅值增大为原来的两倍，这样就可以很容易的将基波电流信号率除掉了。 而且从上述分析可知每经过一次延迟将衰

13、减基频信号，同时增大高频信号，系统 连续用两次延迟，则可以更好的实现对无用信号的滤除及对高频电流信号的提取。 而且通过这一环节并不会造成高频电流信号的相位滞后，可以提高估计转子位置 的精度。对于负相序高频电流分量，由于它与转子的凸极位置信息相关，当转子旋转 在不同的位置时，负相序的高频电流分量的矢量位置也将不同，而且当转子的转 速非常低时，正、负相序的电流矢量的频率也将非常接近，特别是当转速达到零 时两者的频率达到一致，只是矢量的方向相反，这时常规滤波器将不能滤除掉正 相序电流分量。鉴于此，本文选择同步轴高通滤波器(SFF)来实现对包含转子 位置信息的负相序电流的提取。SFF是通过坐标变换将高

14、频电流矢量变换到与 注入的高频电压矢量同步旋转的坐标系中，则正相序电流分量变为直流量，可以 很容易的通过高通滤波器率除掉。同步轴高通滤波器的原理图结构如下图2-2 所示。仅几赫兹，这样可以使信号在滤波后失真很小。到现在，基频电流以及低次谐波 电流、PWM开关谐波电流、正相序电流都先后被滤除掉了，剩下的就只有负相 序高频电流分量，可以被用来跟踪转子凸极的有用信息，其矢量表达式为：I。，=ej(2 er -e.( t)+兀2)从负相序高频电流信号中提取转子位置信息的方法很多，例如两输入信号的 反正切的方法，这种方法由于测得的高频电流信号本身存在较大的噪声干扰，则 利用反正切变换所得到的转子位置信息

15、也将存在较大的噪声干扰，从而影响估计 的转子位置精度。若使用滤波器滤除噪声，又将导致估计值的相位滞后，影响位 置信号的动态跟踪性。本文采用锁相环的方法来估计转子的位置，锁相环的结构 一般包括6鉴相器、环路滤波器及压控振荡器三部分，它的基本结构如下图2-3 所示。图2-3锁相环基本机构图锁相环基本结构中鉴相器的作用是将外部的输入信号与锁相环的输出信号进行 相位比较，产生的误差信号通入环路滤波器，用输出电压控制压控振荡器，最后 达到输出、输入信号的频率和相位一致，这时环路即达到“锁定”状态，据此可 以实现对转子位置的准确跟踪。应用外差法(即相当于锁相环的鉴相器)可得转子位置的误差信号为：e = i

16、 cos 02-o t- ) is。n-(a2 丰 i) 0 s-Dn 2 () (2-5)误差e为环路滤波器PI调节器的输入，当2(0 -0 ) 咳sin 2(0 -0 )牝2(0 -0 ) r r - 6r rr r则上式(2-4 )可变为：e = 2i 0-0 )(2-6)应用外差法可以获得与相位误差成正比的跟踪误差信号，只要通过调节使跟 踪的误差信号趋近于零，既可以保证转子的位置估计角趋近于真实值。将得到的误差值通入PI调节(相当于锁相环中的环路滤波器)，得到转速 信号值，再经过积分环节(相当于锁相环中的压控振荡器)，就可以得到转子位 置的估计值。基于外差法的锁相环路基本结构如下图2-

17、4所示： 9,-畔J硝成：- qr)图2-4基于外差法的锁相环基本结构由上图2-4可知， TOC o 1-5 h z & = ke(2-7)0 二 + k e(2-8)上式中，员为转子速度的估计值L a,为转子位置的估计值，k、k为 增益值，为转子位置的误差信号。由上述的锁相环基本结构图可得锁相环系统的闭环传递函数为：G (s)=k2I k +-i ) k1 + 2I (k + i)21 k s + 21 kinpinis 2 + 21 k s + 21 kin pin i2 物 s + w 2 s 2+ 2w s + nn其中，&为阻尼系数;其值可表示为：W为无阻尼自振荡角频率。系统误差传递

18、函数为：o =21 kn k f 1 e=72? X i(2-9)(2-10)(2-11)E (s) = 1 - G (s) = (2-12)s 2 + 2&o s + o 2由反馈控制原理可知，(2-9 )的传递函数对于知坡及阶跃函数的稳态响应为零， 说明在恒转速阶段，速度及角度响应均无静差7。当输入信号的频率大于 时， 锁相环将不能再跟踪参考信号的相位及频率。当输入的位置信号为加速度悟号时， 锁相环的输出是存在误差的，假设输入的位置加速度信号为:0 (t) = at2(2-13)对上式(2-13)做拉氏变换得：0 (s) = a(2-14)应用拉氏变换的终止定理，可得稳态误差为：a a(2

19、-15)AO = lim s - 一 - E(s)=由上式(2-13 )可以看出，转子的位置误差与加速度成正比。三、磁极极性的判别高频电压信号注入法是以永磁同步电机的凸极性为基础的，但是该方法存在 磁极的极性不确定性。当定子的电枢磁势与永磁体的磁势垂直时89电机的启 动转矩最大，却有90度和270度之分，即有N极和S极的磁极极性分别。 若为90度时，电机将以最大转矩起动，但若为270度时，电机将以最大转矩反 向起动。则只有确定电机的N极及S极，才能确保电机的正确启动。当考虑电机的转子磁路饱和效应时，由注入高频电压产生的高频电流相应变 为： TOC o 1-5 h z 口Xi = I ej3厂2

20、)+1 * ?气+ 2 +)I2ej(叫-乓 +wp +13ej(- 呷+电 +的)(3-1) apzipin上式中第一项为正相序电流分量，第二项为负相序电流分量，第三、四相为饱 和电流分量。为了提取饱和电流分量，将饱和电流分量乘以e- j2性，再将其通过 低通滤波器，得：& = I ej(电 +wp) e-j +wp 箜(I)cos( - )(3-2)pol 22r r. . . 一 一 一 . . 、当估计的转子位置信息与实际的转子位置信息一致时，cos(9 -9 ) = 1即 r r一一人一，4一, 、一 一一 .9 =9反之，若cos(9r-9r) = -1即9r-9r = x因此，通过判断&的正负值r rpol就可以检测出转子的N、S极，实现对估计的转子位置的补偿。磁极极性检测的原理图如下图3-1所示。图3-1磁极极性检测的原理图四、参考文献1马宪民，电动汽车的电气驱动系统，西安公路交通大学学报，2001，21(3)： 8386 陈清泉，孙立清，电动汽车的现状和发展趋势，交通，2005, 23(4)： 2428Hui Wang ; Changsong Wang ; Yafeng Deng ; Zhiyu Wang ; Hongxia Liu Info