按工程设计方法设计双闭环系统的调节器转速调节器和电流调节器

1、2.4按工程设计方法设计双闭环系统的调节器（转速调节器和电流调节器）Q0系统设计对象/原则/步骤Q1电流调节器的设计Q2速度调节器的设计Q3转速调节器退饱和时转速超调量的计算Q4 算例Q0系统设计对象/原则/步骤1.系统设计对象-转速、电流双闭环调速系统（图2-22）双闭环调速系统的实际动态结构图双闭环调速系统的实际动态结构图绘于图2-22,它与前述的图 2-6小同之处在于增加了滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定彳苦号的滤波环节。其中Toi 电流给定/反馈滤波时间常数Ton 转速给定/反馈滤波时间常数增加滤波环节的原因：电流环一电流检测信号交流分量，平衡延迟转速环-转速反馈电压换向纹波

2、，平衡延迟2.系统设计原则系统设计的一般原则-“先内环后外环” 从内环开始，逐步向外扩展。 在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统 中的一个环节，再设计转速调节器。Q1电流调节器的设计设计分为以下4个步骤：.电流环结构图的简化.电流调节器结构的选择.电流调节器的参数计算.电流调节器的实现1.电流环结构图的简化简化内容（从图2-22出发）1 ）忽略反电动势的动态影响2）等效成单位负反馈系统3）小惯性环节近似处理1）忽略反电动势的动态影响在按动态性能设计电流环时,可以暂不考虑反电动势变化的动态影 响，即AE-00这时，电流环如卜.图所不。2）等效成单位负反馈系统如果把给定滤

3、波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成 U*i（ s）/ P ,则电流环便等效成单位负反馈系统（图 2-23b）。3）小惯性环节近似处理Ts和Toi 一般都比Ti小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯 性环节，其时间常数为% i = Ts + Toi（2-55）简化的近似条件是什么？_久 M11（2-56）3代2.电流调节器结构的选择典型系统的选择从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图2-23c可以看出，采用I型系统就够了。从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的 超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及

4、时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用 典型I型系统。电流调节器选择图2-23c表明，电流环的控制对象是双惯性型的，（由p73表2-8）要校正成典型I型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传函可写成WACR（s） = Ki（%S-1） （2-57）&S式中 K ACR的比例系数；七 一ACR的超前时间常数调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择同=1（2-58）校正后电流环的结构和特性图2-24校正成典型I型系统的电流环 a）动态结构框图b）开环对数幅频特性：3.电流调节器的参数计算参数有：Ki和T ,其中看已选定同=（2-58）剩下的只有比例系数 K,可根据所

5、需要的动态性能指标选取。参数选择在一般情况下，希望电流超调量 ai 5%,由表 2-2 ,可选 =0.707 , KT圮=0.5 ,则Ki = 0Ks.（2-59）TiR.1KI Mi （2-60）2Tz再利用式（2-59）和式（2-58）得到Ki = TlR=号（工）（2-61）2KsPTS 2Ksp TS注意如果实际系统要求的跟随性能指标不同，式（2-60）和式（2-61）当然应作相应的改变。止匕外，如果对电流环的抗扰性能也有具体的要求，还得再校验一下抗 扰性能指标是否满足。肩关的近似条件供校验（见p78）1）电力电子变换器纯滞后的近似处理2）忽略反电动势变化对电流环的动态影响3）电流环小

6、惯性环节的近似处理4.电流调节器的实现模拟式ACRfe路（图2-25）含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器符号说明：U*i电流给定电压；-Pi d电流负反馈电压；Uc电力电子变换器的控制电压。ACR电路参数的计算公式8=艮(2-62)R0q=RG(2-63)1八Toi = RoCoi(2-64)4Q2转速调节器的设计设计分为以下几个步骤：电流划、的等效闭环传递函数转速调节器结构的选择转速调节器参数的选择转速调节器的实现1.电流环的等效闭环传递函数 电流环闭环传递函数电流划、经简化后可视作转速划、中的一个划、节，现求出它的闭环传函。由 图2-24a可知KiW .1d.s（T5s+ 0 .1（2

7、 65）Wcii （S）*（2-65）Ui /P 1+ 工s2+s+1 s（Ts+1）KiKi传递函数化简（忽略高次项）1Wcli （s） - （2-66）s +1 Ki近似条件可由式（2-52）求出Ccn二性（2-67）3 Vz式中cxn 一转速环开环频率特性的截止频率。电流划、等效传递函数接入转速划、内，电流划、等效环节的输入量应为Ul（ s）,因此电流环在转速划、中应等效为1上也=叫鲁七一-一（2-68）Ui（s）P Xs+1KiThen,原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可近似等效 成只有较小时间常数的一阶惯性环节。（图）物理忠义电流的闭环控制改造了控制对象，加快了电流的

8、跟随作用，这是局部闭 环（内环）控制的一个重要功能。2.转速调节器结构的选择转速划、的动态结构用电流环的等效环节代替图2-22中的电流划、后，整个转速控制系统 的动态结构图便如图2-26a所示。图2-26a 转速划、的动态结构框图及其简化系统等效和小惯性的近似处理等效成单位负反馈系统-和电流环中一样，才巴转速给定滤波和反馈滤波划、下移到环内，同时将给定彳言号改成Un(s)/o(,小惯性环节合并-再把时间常数为1 / K和Ton的两个小惯性环节合 并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中1T5n = +Ton(2-69)J K1转速环结构简化图2-26b等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理

9、转速调节器选择为了实现转速无静差，在负战扰动作用点前面必须有一个积分环节， 它应该包含在转速调节器ASR中。现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型n型系统。这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，AS他应该米用PI调节器，其传递函数为WASR(S)= Kn(7nS+1)(2-70)7ns式中Kn ASR的比例系数；n ASR的超前时间常数。调速系统的开环传递函数这样，调速系统的开环传递函数为令转速环开环增益为2院+(2-71)则Wn(s) = ?(.)(2-72)S2(TnS+1)校正后的系统结构图2-26c 校正后

10、成为典型II型系统3.转速调节器的参数计算转速调节器的参数包括 Kn和 砧。按照典型R型系统的参数关系，由式 (2-38)n=hTS(2-74)一，、一一h +1再由式(2-39)Kn =22(2-75)2hTn因止匕Kn -(h+1)PCeTm(2-76)2huRTw参数选择至于中频宽h应选择多少，要看动态性能的要求决定。无特殊要求时，一般可选择 h=54.转速调节器的实现模拟式ASR电路图2-27含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器图中Hn 一转速给定电压， n 一转速负反馈电压， U*i 调节器的输出是电流调节器的给定电压。AS隘数计算Kn=?(2-77)RoTn=RCn(2-78)1

11、 Ton = R0Con (2-79)4Q3ASR!饱和时转速超调量的计算1转速环按典II系统设计的调速系统起动过程2 ”退饱和超调”3肩关“退饱和超调”的分析4计算“退饱和超调”的捷径5三个值得注意的问题1转速环按典II系统设计的调速系统起动过程图：转速环按典型I型系统设计的调速系统启动过程图a-若AS磁有饱和限幅约束图b-实际上ASRt饱和限幅约束如果转速调节器没有饱和限幅的约束，调速系统可以在很大范围内线性 工作，则双闭环调速系统起动时的转速过渡过程就会如图a所示，超调量较大(例题2-2中37.6%)。实际上，突加给定电压后，转速调节器很快就进入饱和状态，输出恒定 的限幅电压Um ,使电

12、动机在恒流条件卜起动，起动电流Id总dm=UMP,而 转速则按线性规律土外长，如图b所示。虽然这时的起动过程要比调节器没有限幅时慢得多，但是为了保证电流不超过允许值，这是必需的。2“退饱和超调”起动过程中转速必然超调.ASR-旦饱和后，只有当n上升到稳态值n*时(图b中的。点)，反 馈电压才与给定电压平衡，此后，转速偏差电压变成负值，才使ASR退出饱和。AS+F始退出饱和时，由于电动机电流Id仍大于负裁电流IdL,电动 机仍继续加速，直到IdEIdL时，转速才降低下来，因此在起动过程中 转速必然超调。转速超调量不是按线性系统规律的超调，而是经历了饱和非线性区域之 后的超调。可以称作“退饱和超调

13、”3有关“退饱和超调”的分析p84-85退饱和超调量显然会小于线性系统的超调量，但究竟是多少，要分析饱和非线性的动态过程才避旨知道。对于这一类非线性问题，可采用分段线性化的方法，按照饱和与退饱 和两段，分别用线性系统的规律分析。P84 ASR饱和时，相当于转速环开环，电流是恒值 Idm,延续到n=n* 时为止。这一阶段终了时，Id=Idm n=n*在ASR退饱和后，转速划、恢复到线性范围内运行，具结构图如图2-26b。描述系统的微分方程和前面分析线性系统跟随性能时完全一 样，只是初始条件/、同了。图 2-26b分析线性系统跟随性能时，初始条件为n(0) =0, Id(0)=0讨论退饱和超调时，

14、饱和阶段的终了状态就是退饱和阶段的初始状态，只要把时间坐标零点移到t2时刻就可。退饱和的初始条件为n(0)=n*, Id(0)=Idm尽管两种情况的动态结构图和微分方程完全相同，但由于初始条件不 同，过渡过程就可能大相径庭。因此，退饱和超调量并不等于典II系统跟随性能指标中的超调量。小结“退饱和超调量”不等于典II系统跟随性能指标中的超调量ASR!饱和以后，系统结构框图与分析线性系统跟随性能指 标时完全相同(图2-26b) 但是，初始条件/、同。n(0)=n*Id(0)=Idm注：已经将时间坐标从t=0移到t=t2时刻，t2按照ASR饱和对应的加速过程计算(式 2-81)直接计算比较麻烦。要计

15、算退饱和超调量，照理应该在新的初始条件下求解过 渡过程，但这样的求解比较麻烦。退饱和过程vs负裁扰动下的过渡过程：二者有相似之处， 于是就可找到一条计算退饱和超调量的捷径。4计算“退饱和超调”的捷径图2-26b 当ASR选用PI调节器时图2-29a图2-29a a)以转速n为输出量只考虑转速偏差时图2-29b b )以转速超调值An为输出量我们感兴趣的只是在稳态转速以上的超调部分，即只考虑实际转速与给定的差值An=n-n* ,相应的动态结构图变为图b,初始条件的转化图2-29b 整理符号 图2-29c对照典II系统抗扰性能分析用图(图2-17b)完全相同，可以借鉴表2-7典II系统抗扰性能分析

16、的结果，但注意基准 值的选取。计算“退饱和超调”在典型II型系统抗扰性能指标中，AC的基准值对比上图，退饱和转速超调An的基准值A2RTn(IdmTdL)能人Tnnb -口 或 inb -2( -z)AnNCeTmTm转速超调量on%其基准值应该是n*,经基准值换算后得5三个值得注意的问题P861)转速的退饱和超调量与稳态转速有关2)反电动势对转速环和转速超调量的影响。反电动势的动态影响对电流环来说是可以忽略的对于转速环来说，忽略反电动势的条件不成立，但它只会使转速 超调量更小，不考虑它并无大碍。3)内外环开划、对数幅频特性的比较。以上频率一个比一个小，从计算过程可以看出，这是必然的规律。因此， 这样设计的双环系统，外环一定比内环慢。一M来说，电流环截止频率(100-150)s 1转速环截止频率(20-50)s 1转速划、与电流环的关系外环的响应比内环慢，这是按上述工程设计方法设计多环控制系统的特 点。这样做，虽然不利于快速性，但每个控制环本身都是稳定的，对系统的组成和调试工作非